Komposittransistor (Darlington och Sziklai krets). Logiska element i integrerad injektionslogik

7.2 Transistor VT1

Som transistor VT1 använder vi transistor KT339A med samma arbetspunkt som för transistor VT2:

Låt oss ta Rk = 100 (Ohm).

Låt oss beräkna parametrarna för den ekvivalenta kretsen för en given transistor med formlerna 5.1 - 5.13 och 7.1 - 7.3.

Sk(req)=Sk(pass)*=2×=1,41 (pF), där

Sk(required)-kapacitans för kollektorövergången vid en given Uke0,

Sk(pasp) är ett referensvärde för samlarkapaciteten vid Uke(pasp).

rb= =17,7 (Ohm); gb==0,057 (Cm), där

rb-bas motstånd,

Referensvärde för återkopplingsslingans konstant.

rе= ==6,54 (Ohm), där

återsändarmotstånd.

gbe===1,51(mS), där

gbe-base-emitter konduktivitet,

Referensvärde för den statiska strömöverföringskoefficienten i en gemensam emitterkrets.

Ce===0,803 (pF), där

C är emitterkapaciteten,

ft-referensvärde för transistorns gränsfrekvens vid vilken =1

Ri= =1000 (Ohm), där

Ri är transistorns utgångsresistans,

Uke0(add), Ik0(add) - respektive namnskyltens värden för den tillåtna spänningen på kollektorn och den konstanta komponenten av kollektorströmmen.

– ingångsresistans och ingångskapacitans för belastningssteget.

Den övre gränsfrekvensen är förutsatt att varje steg har 0,75 dB distorsion. Detta värde på f uppfyller de tekniska specifikationerna. Ingen korrigering behövs.

7.2.1 Beräkning av det termiska stabiliseringsschemat

Som sades i avsnitt 7.1.1, i denna förstärkare, är emittertermisk stabilisering mest acceptabel eftersom KT339A-transistorn har låg effekt, och dessutom är emitterstabilisering lätt att implementera. Emitterns termiska stabiliseringskrets visas i figur 4.1.

Beräkningsprocedur:

1. Välj emitterspänning, delarström och matningsspänning;

2. Sedan ska vi räkna.

Delningsströmmen är vald att vara lika med, där är transistorns basström och beräknas med formeln:

Matningsspänningen beräknas med formeln: (V)

Motståndsvärdena beräknas med följande formler:

8. Distorsion införd av ingångskretsen

Ett schematiskt diagram över kaskad-ingångskretsen visas i fig. 8.1.

Figur 8.1 - Schematiskt diagram över kaskad-ingångskretsen

Förutsatt att ingångsimpedansen för kaskaden approximeras av en parallell RC-krets, beskrivs överföringskoefficienten för ingångskretsen i högfrekvensområdet med uttrycket:

– ingångsresistans och ingångskapacitans för kaskaden.

Värdet på ingångskretsen beräknas med formeln (5.13), där värdet ersätts.

9. Beräkning av C f, R f, C r

Förstärkarens kretsschema innehåller fyra kopplingskondensatorer och tre stabiliseringskondensatorer. De tekniska specifikationerna säger att distorsionen av den platta toppen av pulsen inte bör vara mer än 5%. Därför bör varje kopplingskondensator förvränga den platta toppen av pulsen med högst 0,71 %.

Flat top distorsion beräknas med formeln:

där τ och är pulslängden.

Låt oss beräkna τ n:

τ n och C p är relaterade av relationen:

där Rl, Rp - motstånd till vänster och höger om kapacitansen.

Låt oss beräkna C r. Ingångsresistansen för det första steget är lika med resistansen för parallellkopplade resistanser: ingångstransistor, Rb1 och Rb2.

Rp=R i ||Rb1 ||Rb2 =628(Ohm)

Utgångsresistansen för det första steget är lika med parallellkopplingen Rк och utgångsresistansen hos transistorn Ri.

Rl =Rк||Ri=90,3(Ohm)

Rp=R i ||Rb1 ||Rb2 =620(Ohm)

R l =Rк||Ri=444(Ohm)

Rp =R i ||Rb1 ||Rb2 =48(Ohm)

R l =Rк||Ri=71(Ohm)

Rp=Rn=75(Ohm)

där Cpl är separeringskondensatorn mellan Rg och det första steget, C12 - mellan den första och andra kaskaden, C23 - mellan det andra och tredje, C3 - mellan det sista steget och belastningen. Genom att placera alla andra behållare vid 479∙10 -9 F kommer vi att säkerställa en nedgång som är mindre än vad som krävs.

Låt oss beräkna Rf och Cf (U R Ф =1V):

10. Slutsats

I detta kursprojekt har en pulsförstärkare utvecklats med hjälp av transistorerna 2T602A, KT339A, och har följande tekniska egenskaper:

Övre gränsfrekvens 14 MHz;

Förstärkning 64 dB;

Generator och belastningsmotstånd 75 Ohm;

Matningsspänning 18 V.

Förstärkarkretsen visas i figur 10.1.

Figur 10.1 - Förstärkarkrets

Vid beräkning av förstärkarens egenskaper användes följande programvara: MathCad, Work Bench.

Litteratur

1. Halvledarenheter. Medel- och högeffekttransistorer: Directory / A.A. Zaitsev, A.I. Mirkin, V.V. Mokryakov och andra. Redigerad av A.V. Golomedova.-M.: Radio och kommunikation, 1989.-640 sid.

2. Beräkning av högfrekventa korrigeringselement för förstärkarsteg med bipolära transistorer. Utbildnings- och metodhandbok om kursdesign för studenter på radiotekniska specialiteter / A.A. Titov, Tomsk: Vol. stat University of Control Systems and Radioelectronics, 2002. - 45 sid.

Jobbar direkt. Arbetslinjen passerar genom punkterna Uke=Ek och Ik=Ek÷Rn och skär graferna för utgångsegenskaperna (basströmmar). För att uppnå den största amplituden vid beräkning av en pulsförstärkare valdes arbetspunkten närmare den lägsta spänningen eftersom slutsteget kommer att ha en negativ puls. Enligt grafen över utgångsegenskaperna (fig. 1) hittades värdena IKpost = 4,5 mA, ....

Beräkning av Sf, Rf, ons 10. Avslutning Litteratur TEKNISK UPPDRAG nr 2 för kursutformning inom disciplinen ”Nuclear power plant circuitry” för student gr. 180 Kurmanov B.A. Projektämne: Pulsförstärkare Generatorresistans Rg = 75 Ohm. Förstärkning K = 25 dB. Pulslängd 0,5 μs. Polariteten är "positiv". Driftförhållande 2. Avsättningstid 25 ns. Släpp...

Att för att matcha belastningsresistansen är det nödvändigt att installera en emitterföljare efter förstärkningsstegen, låt oss rita förstärkarkretsen: 2.2 Beräkning av förstärkarens statiska läge Vi beräknar det första förstärkningssteget. Vi väljer driftspunkten för det första förstärkarsteget. Dess egenskaper:...

Resistansen hos ingångssignalkällan, och därför ändrar optimalitetstillståndet under bestrålning, leder inte till en ytterligare ökning av brus. Strålningseffekter i IOU. Inverkan av AI på IOU-parametrar. Integrerade operationsförstärkare (IOA) är högkvalitativa precisionsförstärkare som tillhör klassen av universella och multifunktionella analoga...

Om vi ​​till exempel tar en transistor MJE3055T den har en maximal ström på 10A, och förstärkningen är bara cirka 50; följaktligen, för att den ska öppnas helt, måste den pumpa cirka tvåhundra milliampere ström in i basen. En vanlig MK-utgång klarar inte så mycket, men om du ansluter en svagare transistor mellan dem (någon sorts BC337) som kan dra dessa 200mA, så är det enkelt. Men detta är så att han vet. Tänk om du måste göra ett kontrollsystem av improviserat skräp - det kommer väl till pass.

I praktiken färdiggjord transistoraggregat. Externt skiljer den sig inte från en konventionell transistor. Samma kropp, samma tre ben. Det är bara det att den har mycket kraft, och styrströmmen är mikroskopisk :) I prislistor bryr de sig vanligtvis inte och skriver helt enkelt - en Darlington-transistor eller en komposittransistor.

Till exempel ett par BDW93C(NPN) och BDW94С(PNP) Här är deras interna struktur från databladet.

Dessutom finns det Darlington församlingar. När flera packas i ett paket på en gång. En oumbärlig sak när du behöver styra någon kraftfull LED-display eller stegmotor (). Ett utmärkt exempel på en sådan konstruktion - mycket populär och lättillgänglig ULN2003, kapabel att dra upp till 500 mA för var och en av dess sju sammansättningar. Utgångar är möjliga inkludera parallellt för att höja den nuvarande gränsen. Totalt kan en ULN bära så mycket som 3,5A genom sig själv om alla dess in- och utgångar är parallelliserade. Det som gör mig glad med det är att utgången ligger mittemot ingången, det är väldigt bekvämt att dra brädan under den. Direkt.

Databladet visar den interna strukturen för detta chip. Som du kan se finns det även skyddsdioder här. Trots att de är ritade som om de vore operationsförstärkare är utgången här en öppen kollektortyp. Det vill säga, han kan bara kortsluta till marken. Det som framgår av samma datablad om man tittar på strukturen hos en ventil.

I fig. Figur 2.16 visar ett diagram över ett logiskt element med en inducerad kanal av typ n (den så kallade n MIS-teknologin). Huvudtransistorerna VT 1 och VT 2 är seriekopplade, transistorn VT 3 fungerar som en last. I det fall då en hög spänning U 1 appliceras vid båda ingångarna på elementet (x 1 = 1, x 2 = 1), är båda transistorerna VT 1 och VT 2 öppna och en låg spänning U 0 sätts vid utgången. I alla andra fall är åtminstone en av transistorerna VT 1 eller VT 2 stängd och spänningen U1 är inställd på utgången. Således utför elementet den logiska AND-NOT-funktionen.

I fig. Figur 2.17 visar ett diagram över OR-NOT-elementet. En lågspänning U 0 sätts vid dess utgång om åtminstone en av ingångarna har en högspänning U 1 , vilket öppnar en av huvudtransistorerna VT 1 och VT 2 .

Visat i fig. 2.18-diagrammet är ett diagram över NOR-NOT-elementet i KMDP-tekniken. I den är transistorerna VT 1 och VT 2 de viktigaste, transistorerna VT 3 och VT 4 är belastningarna. Låt högspänning U 1. I detta fall är transistorn VT 2 öppen, transistorn VT 4 är stängd och oberoende av spänningsnivån på den andra ingången och tillståndet för de återstående transistorerna sätts en låg spänning U 0 vid utgången. Elementet implementerar den logiska OR-NOT-operationen.

CMPD-kretsen kännetecknas av mycket låg strömförbrukning (och därmed ström) från nätaggregat.

Logiska element i integrerad injektionslogik

I fig. Figur 2.19 visar topologin för det logiska elementet i den integrerade injektionslogiken (I 2 L). För att skapa en sådan struktur krävs två faser av diffusion i kisel med ledningsförmåga av n-typ: under den första fasen bildas områdena p 1 och p 2, och under den andra fasen bildas regioner n 2.

Elementet har strukturen p 1 -n 1 - p 2 - n 1 . Det är bekvämt att överväga en sådan fyrskiktsstruktur genom att föreställa sig den som en anslutning av två konventionella treskiktstransistorstrukturer:

sid 1 -n 1 -s 2 n 1 -s 2 -n 1

Diagrammet som motsvarar denna representation visas i fig. 2.20, a. Låt oss överväga elementets funktion enligt detta schema.

Transistor VT 2 med en struktur av typen n 1 -p 2 -n 1 utför funktionerna hos en växelriktare med flera utgångar (varje kollektor bildar en separat utgång av ett element enligt en öppen kollektorkrets).

Transistor VT 2, kallad injektor, har en struktur som p 1 -n 1 -p 2 . Eftersom arean ni för dessa transistorer är gemensam, måste emittern hos transistorn VT2 vara ansluten till basen av transistorn VT1; närvaron av ett gemensamt område p 2 leder till behovet av att ansluta basen på transistorn VT 2 med kollektorn på transistorn VT 1. Detta skapar en förbindelse mellan transistorerna VT 1 och VT 2, som visas i fig. 2.20a.

Eftersom emittern hos transistorn VT 1 har en positiv potential och basen har nollpotential, är emitterövergången framåtspänd och transistorn är öppen.

Kollektorströmmen för denna transistor kan stängas antingen genom transistor VT 3 (omriktare för föregående element) eller genom emitterövergången till transistor VT 2.

Om det föregående logiska elementet är i öppet tillstånd (transistor VT 3 är öppen), så finns det vid ingången av detta element en låg spänningsnivå, som agerar på basis av VT 2, håller denna transistor i stängt tillstånd. Injektorströmmen VT 1 stängs genom transistorn VT 3. När det föregående logiska elementet är stängt (transistorn VT 3 är stängd), flödar kollektorströmmen för injektorn VT 1 in i basen av transistorn VT 2, och denna transistor är inställt på öppet läge.

Sålunda, när VT 3 är stängd, är transistorn VT 2 öppen och omvänt, när VT 3 är öppen, är transistorn VT 2 stängd. Elementets öppna tillstånd motsvarar tillståndet log.0, och det stängda tillståndet motsvarar tillståndet log.1.

Injektorn är en likströmskälla (som kan vara gemensam för en grupp av element). Ofta använder de den konventionella grafiska beteckningen för ett element, som presenteras i fig. 2,21, b.

I fig. Figur 2.21a visar en krets som implementerar OR-NOT-operationen. Anslutningen av elementsamlare motsvarar driften av den så kallade installation I. Det räcker faktiskt att åtminstone ett av elementen är i öppet tillstånd (log.0-tillstånd), då kommer injektorströmmen för nästa element att stängas genom den öppna växelriktaren och en låg log.0-nivå kommer att etableras vid den kombinerade uteffekten av elementen. Följaktligen bildas vid denna utgång ett värde motsvarande det logiska uttrycket x 1 · x 2. Att tillämpa de Morgan-transformationen på den leder till uttrycket x 1 · x 2 = . Därför implementerar denna anslutning av element verkligen OR-NOT-operationen.

Logikelement OCH 2 L har följande fördelar:

ge en hög grad av integration; vid tillverkning av I 2 L-kretsar används samma tekniska processer som vid tillverkning av integrerade kretsar på bipolära transistorer, men antalet tekniska operationer och de nödvändiga fotomaskerna är mindre;

en reducerad spänning används (ca 1V);

ge möjligheten att utbyta kraft över ett brett prestandaområde (strömförbrukningen kan ändras i flera storleksordningar, vilket på motsvarande sätt kommer att leda till en förändring i prestanda);

överensstämmer väl med TTL-element.

I fig. Figur 2.21b visar ett diagram över övergången från I 2 L-elementen till TTL-elementet.

Det grundläggande logiska elementet i serien är det logiska elementet AND-NOT. I fig. Figur 2.3 visar diagram över de tre initiala NAND TTL-elementen. Alla kretsar innehåller tre huvudsteg: transistoringång VT1, implementera den logiska OCH-funktionen; fasseparerande transistor VT2 och ett push-pull slutsteg.

Fig 2.3.a. Schematiskt diagram över grundelementet i K131-serien

Funktionsprincipen för det logiska elementet i K131-serien (Fig. 2.3.a) är som följer: när en lågnivåsignal (0 - 0,4V) tas emot vid någon av ingångarna, bas-emitterövergången för multi -emittertransistorn VT1 är framåtspänd (olåst), och nästan hela strömmen som flyter genom motståndet R1 förgrenas till jord, vilket resulterar i att VT2 stänger och arbetar i avstängningsläge. Strömmen som flyter genom motståndet R2 mättar basen av transistorn VT3. Transistorer VT3 och VT4 anslutna enligt Darlington-kretsen bildar en sammansatt transistor, som är en emitterföljare. Den fungerar som ett slutsteg för att förstärka signaleffekten. En signal med hög logisk nivå genereras vid kretsens utgång.

Om en högnivåsignal tillförs alla ingångar är bas-emitterövergången på multi-emittertransistorn VT1 i slutet läge. Strömmen som flyter genom motståndet R1 mättar basen av transistorn VT1, som ett resultat av vilket transistorn VT5 låses upp och en logisk nollnivå sätts vid kretsens utgång.

Eftersom transistorerna VT4 och VT5 vid omkopplingstillfället är öppna och en stor ström flyter genom dem, införs ett begränsningsmotstånd R5 i kretsen.

VT2, R2 och R3 bildar en fasseparerande kaskad. Det är nödvändigt att slå på utgångs-n-p-n-transistorerna en efter en. Kaskaden har två utgångar: kollektor och emitter, signalerna på vilka är motfas.

Dioderna VD1 - VD3 är skydd mot negativa impulser.

Fig 2.3.b, c. Schematiska diagram av de grundläggande elementen i K155- och K134-serien

I mikrokretsar i serierna K155 och K134 är slutsteget byggt på en icke-komposit repeater (endast en transistor VT3) och en mättbar transistor VT5 med införandet av en nivåväxlingsdiod VD4(Fig. 2.3, b, c). De två sista stegen bildar en komplex växelriktare som implementerar den logiska NOT-operationen. Om du introducerar två fasseparerande steg, implementeras OR-NOT-funktionen.

I fig. 2.3, och visar det grundläggande logiska elementet i K131-serien (utländsk analog - 74N). Grundelementet i K155-serien (utländsk analog - 74) visas i fig. 2.3, b, a i fig. 2.3, c - element i K134-serien (utländsk analog - 74L). Nu är dessa serier praktiskt taget inte utvecklade.

TTL-mikrokretsar av den initiala utvecklingen började aktivt ersättas av TTLSh-mikrokretsar, som har korsningar med en Schottky-barriär i sin inre struktur. Schottky-övergångstransistorn (Schottky-transistorn) är baserad på den välkända kretsen för en omättad transistoromkopplare (Fig. 2.4.a).

Figur 2.4. Förklaring av principen för att erhålla en struktur med en Schottky-övergång:
a - omättad transistoromkopplare; b - transistor med en Schottky-diod; c - symbol för Schottky-transistorn.

För att förhindra att transistorn går in i mättnad är en diod ansluten mellan kollektorn och basen. Användningen av en återkopplingsdiod för att eliminera transistormättnad föreslogs först av B. N. Kononov. Men i detta fall kan den öka till 1 V. Den ideala dioden är en Schottky-barriärdiod. Det är en kontakt som bildas mellan en metall och en lätt dopad n-halvledare. I en metall är bara några av elektronerna fria (de utanför valenszonen). I en halvledare finns fria elektroner vid ledningsgränsen som skapas genom tillsats av föroreningsatomer. I frånvaro av förspänning är antalet elektroner som passerar barriären på båda sidor detsamma, d.v.s. det finns ingen ström. När de är framåtspända har elektroner energin att passera potentialbarriären och passera in i metallen. När förspänningen ökar minskar barriärens bredd och framåtströmmen ökar snabbt.

När de är omvända förspända kräver elektroner i en halvledare mer energi för att övervinna potentialbarriären. För elektroner i en metall är potentialbarriären inte beroende av förspänningen, så en liten omvänd ström flyter, som förblir praktiskt taget konstant tills ett lavinbrott inträffar.

Strömmen i Schottky-dioder bestäms av majoritetens bärvågor, så den är större vid samma framåtförspänning och därför är framåtspänningsfallet över Schottky-dioden mindre än vid en konventionell pn-övergång vid en given ström. Således har Schottky-dioden en tröskelöppningsspänning i storleksordningen (0,2-0,3) V, i motsats till tröskelspänningen för en konventionell kiseldiod på 0,7 V, och minskar avsevärt livslängden för minoritetsbärare i halvledaren.

I diagrammet i fig. 2.4, b transistor VT1 hindras från att gå till mättnad av en Shatky-diod med en låg öppningströskel (0,2...0,3) V, så spänningen kommer att öka något jämfört med en mättad transistor VT1. I fig. 2.4, c visar en krets med en "Schottky-transistor". Baserat på Schottky-transistorer producerades mikrokretsar av två huvudserier av TTLSh (Fig. 2.5).

I fig. 2.5, och visar ett diagram över ett höghastighetslogikelement som används som bas för mikrokretsar i K531-serien (utländsk analog - 74S), (S är den första bokstaven i efternamnet till den tyska fysikern Schottky). I detta element är emitterkretsen för en fasseparerande kaskad gjord på en transistor VT2, strömgeneratorn är påslagen - transistor VT6 med motstånd R4 Och R5. Detta gör att du kan öka prestandan för det logiska elementet. Annars liknar detta logiska element grundelementet i K131-serien. Men införandet av Schottky-transistorer gjorde det möjligt att reducera tzd.r fördubblats.

I fig. 2.5, b visar ett diagram över det grundläggande logiska elementet i K555-serien (utländsk analog - 74LS). I denna krets, istället för en multi-emittertransistor, används en matris av Schottky-dioder vid ingången. Införandet av Shatky-dioder eliminerar ackumuleringen av överskott av basladdningar, vilket ökar transistorns avstängningstid och säkerställer stabiliteten hos omkopplingstiden över ett temperaturområde.

Motstånd R6 på utgångsstegets övre arm skapar den nödvändiga spänningen vid basen av transistorn VT3 att öppna den. För att minska strömförbrukningen när grinden är stängd (), ett motstånd R6 anslut inte till den gemensamma bussen, utan till utgången på elementet.

Diod VD7, ansluten i serie med R6 och parallellt med kollektorbelastningsmotståndet för den fasseparerande kaskaden R2, låter dig minska kretsens startfördröjning genom att använda en del av energin som lagras i belastningskapacitansen för att öka transistorkollektorströmmen VT1 i övergångsläge.

Transistor VT3 implementeras utan Schottky-dioder, eftersom den arbetar i aktivt läge (sändarföljare).

Komposittransistor (Darlington-transistor) - kombinera två eller flera bipolära transistorer för att öka strömförstärkningen. En sådan transistor används i kretsar som arbetar med höga strömmar (till exempel i spänningsstabilisatorkretsar, slutsteg för effektförstärkare) och i ingångsstegen på förstärkare om det är nödvändigt att tillhandahålla en hög ingångsimpedans.

Symbol för en sammansatt transistor

En sammansatt transistor har tre terminaler (bas, emitter och kollektor), som är ekvivalenta med terminalerna på en konventionell enkel transistor. Strömförstärkningen för en typisk sammansatt transistor (ibland felaktigt kallad "superbeta") är ≈ 1000 för högeffekttransistorer och ≈ 50 000 för lågeffekttransistorer. Detta betyder att en liten basström räcker för att slå på den sammansatta transistorn.

Till skillnad från bipolära transistorer används inte fälteffekttransistorer i en sammansatt anslutning. Det finns inget behov av att kombinera fälteffekttransistorer, eftersom de redan har en extremt låg inström. Det finns dock kretsar (till exempel en bipolär transistor med isolerad grind) där fälteffekt- och bipolära transistorer används tillsammans. På sätt och vis kan sådana kretsar också betraktas som sammansatta transistorer. Samma sak för en komposittransistorDet är möjligt att öka förstärkningsvärdet genom att minska basens tjocklek, men detta ger vissa tekniska svårigheter.

Exempel superbeta (super-β)transistorer kan användas i serierna KT3102, KT3107. Men de kan också kombineras med Darlington-schemat. I detta fall kan basförspänningsströmmen göras lika med endast 50 pA (exempel på sådana kretsar är operationsförstärkare som LM111 och LM316).

Foto av en typisk förstärkare som använder komposittransistorer

Darlington krets

En typ av sådan transistor uppfanns av elektroingenjören Sidney Darlington.

Schematiskt diagram av en sammansatt transistor

En sammansatt transistor är en kaskadkoppling av flera transistorer anslutna på ett sådant sätt att belastningen i emittern från föregående steg är bas-emitterövergången för transistorn i nästa steg, det vill säga transistorerna är anslutna av kollektorer, och ingångstransistorns emitter är ansluten till basen av utgångstransistorn. Dessutom kan en resistiv belastning av den första transistorn användas som en del av kretsen för att accelerera stängningen. En sådan anslutning som helhet betraktas som en transistor, vars strömförstärkning, när transistorerna arbetar i aktivt läge, är ungefär lika med produkten av förstärkningarna hos den första och andra transistorn:

β с = β 1 ∙ β 2

Låt oss visa att en sammansatt transistor faktiskt har en koefficientβ , betydligt större än båda dess komponenter. Ställa in ökningendlb=dlb1, vi får:

dle1 = (1 + β 1) ∙ dlb=dlb2

dlTill=dlk1+dlk2= β 1 ∙ dlb+ β 2 ∙ ((1 + β 1) ∙ dlb)

Delning dl till på dlb, finner vi den resulterande differentialöverföringskoefficienten:

β Σ = β 1 + β 2 + β 1 ∙ β 2

För alltidβ >1 , det kan övervägas:

β Σ = β 1 ∙ β 1

Det bör framhållas att koefficienternaβ 1 Och β 1 kan skilja sig även i fallet med transistorer av samma typ, eftersom emitterströmmenjag e2 V 1 + β 2gånger emitterströmmenjag e1(detta följer av den uppenbara jämlikhetenI b2 = I e1).

Siklai-schema

Darlington-paret liknar Sziklai-transistoranslutningen, uppkallad efter dess uppfinnare George Sziklai, och kallas också ibland för en komplementär Darlington-transistor. Till skillnad från Darlington-kretsen, som består av två transistorer av samma konduktivitetstyp, innehåller Sziklai-kretsen transistorer med olika polariteter ( p – n – p och n – p – n ). Paret Siklai beter sig som n–p–n -transistor med hög förstärkning. Inspänningen är spänningen mellan basen och emittern hos transistorn Q1, och mättnadsspänningen är minst lika med spänningsfallet över dioden. Det rekommenderas att inkludera ett lågresistansmotstånd mellan basen och emittern på transistorn Q2. Denna krets används i kraftfulla push-pull-utgångssteg när man använder utgångstransistorer med samma polaritet.

Sziklai kaskad, liknande en transistor med n – p – n övergång

Kaskodkrets

En sammansatt transistor, gjord enligt den så kallade kaskodkretsen, kännetecknas av att transistor VT1 är ansluten i en krets med en gemensam emitter och transistor VT2 är ansluten i en krets med en gemensam bas. En sådan sammansatt transistor är likvärdig med en enkel transistor ansluten i en gemensam emitterkrets, men den har mycket bättre frekvensegenskaper och större oförvrängd effekt i belastningen, och kan också avsevärt minska Miller-effekten (en ökning av den ekvivalenta kapacitansen hos inverterande förstärkarelement på grund av återkoppling från utgången till ingången på detta element när det är avstängt).

Fördelar och nackdelar med komposittransistorer

Höga förstärkningsvärden i komposittransistorer realiseras endast i statiskt läge, så komposittransistorer används i stor utsträckning i ingångsstegen för operationsförstärkare. I kretsar med höga frekvenser har sammansatta transistorer inte längre sådana fördelar - den begränsande frekvensen för strömförstärkning och driftshastigheten för sammansatta transistorer är mindre än samma parametrar för var och en av transistorerna VT1 och VT2.

Fördelar:

A)Hög strömförstärkning.

b)Darlington-kretsen är tillverkad i form av integrerade kretsar och vid samma ström är kislets arbetsyta mindre än bipolära transistorer. Dessa kretsar är av stort intresse vid höga spänningar.

Brister:

A)Låg prestanda, speciellt övergången från öppet till stängt tillstånd. Av denna anledning används komposittransistorer främst i lågfrekventa nyckel- och förstärkarkretsar; vid höga frekvenser är deras parametrar sämre än för en enskild transistor.

b)Framspänningsfallet över bas-emitterövergången i en Darlington-krets är nästan dubbelt så stort som i en konventionell transistor, och för kiseltransistorer är det cirka 1,2 - 1,4 V (kan inte vara mindre än två gånger spänningsfallet vid p-n-övergången) .

V)Hög kollektor-emitter-mättnadsspänning, för en kiseltransistor cirka 0,9 V (jämfört med 0,2 V för konventionella transistorer) för lågeffekttransistorer och cirka 2 V för högeffekttransistorer (kan inte vara mindre än spänningsfallet över p-n-övergången plus spänningsfall över den mättade ingångstransistorn).

Användningen av belastningsmotstånd R1 gör att du kan förbättra vissa egenskaper hos komposittransistorn. Motståndsvärdet väljs på ett sådant sätt att kollektor-emitterströmmen för transistor VT1 i stängt tillstånd skapar ett spänningsfall över motståndet som är otillräckligt för att öppna transistor VT2. Sålunda förstärks inte läckströmmen för transistorn VT1 av transistorn VT2, varigenom den totala kollektor-emitterströmmen för den sammansatta transistorn i avstängt tillstånd reduceras. Dessutom hjälper användningen av motståndet R1 till att öka hastigheten på den sammansatta transistorn genom att tvinga fram stängningen av transistorn VT2. Vanligtvis är resistansen hos R1 hundratals ohm i en högeffekts Darlington-transistor och flera kOhm i en Darlington-transistor med liten signal. Ett exempel på en krets med ett emittermotstånd är en kraftfull n-p-n Darlington-transistor typ KT825, dess strömförstärkning är 10 000 (typiskt värde) för en kollektorström på 10 A.