Konstruktion av högeffektiva kvasiresonanta nätaggregat med synkron likriktning baserad på Renesas HA16163-styrenheter. Allt om att byta strömförsörjning Resonantströmförsörjning med högeffektiv krets

Den här artikeln har sammanställts utifrån material som skickats av Alexander Germanovich Semenov, chef för det vetenskapliga och produktionsmässiga rysk-moldaviska företaget "Elkon", Chisinau. Företagets chefsingenjör deltog också i utarbetandet av artikeln Alexander Anatolyevich Penin. Alexander Germanovich skriver:
"Med specialisering på strömförsörjningsområdet lyckades vi skapa en metod för att konstruera resonantomvandlare med djupjustering av utgångsparametrar, som skiljer sig från de hittills kända. Ett internationellt patent erhölls för denna metod. Fördelarna med metoden är de flesta manifesteras fullt ut vid konstruktion av kraftfulla källor - från 500 till tiotals kilowatt - källor. Omvandlaren kräver inga snabba skyddskretsar mot kortslutning vid utgången eftersom det praktiskt taget inte finns något avbrott i strömbrytaren i något läge. Möjligheten att genomströmmar uppstår elimineras också Eftersom omvandlaren fysiskt (utan återkoppling) är en strömkälla, är det nu möjligt att överföra filterkondensatorn för nätlikriktaren till utgången på omvandlaren, vilket gjorde det möjligt att få en effektfaktor på 0,92-0,96 beroende på belastningen. Frekvensen av resonanskretsen ändras inte, och detta gör det möjligt att effektivt filtrera omvandlarens strålning i alla riktningar. Praktisk implementering utförs i form av strömkällor för elektrokemiskt skydd - katodiska skyddsstationer av märket Elkon. Effekt 600, 1500, 3000 och 5000 watt. Verkningsgraden i nominellt läge är på nivån 0,93-095. SKZ klarade certifieringstest vid NPO "VZLET". Det finns en långsam, utdragen implementering. Allt detta bekräftar idéns hållbarhet. Men det verkar för mig att för att nå kommersiell framgång är det nödvändigt att popularisera idén för att fånga uppmärksamheten till den."
Tja, det är alltid ett nöje att hjälpa kollegor, särskilt eftersom idén bakom Elcons produkter är ny.

För närvarande är kraftelektronikenheter och enheter utvecklade för professionellt bruk aktivt optimerade enligt kriterier som vikt, dimensioner, effektivitet, tillförlitlighet och kostnad. Dessa krav blir stadigt strängare, det vill säga kunden vill ha en enhet med minimala dimensioner och vikt, och samtidigt med hög effektivitet, hög tillförlitlighet och låg kostnad.

För att förbättra konsumentegenskaperna hos produkter är det nödvändigt att tillgripa välkända åtgärder: att öka omvandlingens driftsfrekvenser, minska effektförluster på kraftelement, minska eller eliminera dynamiska överbelastningar i strömdelen av kretsen. Ofta motsäger dessa åtgärder varandra, och för att uppnå vissa resultat gör utvecklaren några, ibland mycket svåra, kompromisser. Därför är ytterligare optimering av parametrarna för omvandlarteknologi endast möjlig genom att byta till nya principer för att konstruera dessa enheter.

För att förstå hur metoden för spänningsreglering som erbjuds av Elcon är fundamentalt annorlunda och vilken nyhet som ligger i den, låt oss först prata om den traditionella designen av regulatorer. DC-DC-omvandlare (DC/DC-omvandlare), som är en betydande klass av enheter inom kraftelektronikområdet, byggs traditionellt enligt följande schema: primärlänken omvandlar DC-spänning till högfrekvent växelspänning; sekundärlänken omvandlar växelspänning till likspänning. Omvandlaren innehåller vanligtvis en regulator som kontrollerar utgående likspänning eller håller den på önskad nivå.

Högfrekvensomvandling kan utföras med olika kretsar, men om vi talar om push-pull-kretsar kan vi nämna två typer: kretsar med en rektangulär form av strömbrytarens ström och resonanta med en sinusformad (eller kvasi-sinusformad) ) formen på omkopplarströmmen.

Driftseffektiviteten hos omvandlare bestäms till stor del av dynamiska omkopplingsförluster på kraftelement vid omkoppling av driftsströmvärden. Erfarenheterna av att utveckla omvandlare med en effekt på mer än 100 W visar att det är möjligt att minska dessa förluster främst genom användning av kopplingselement (transistorer) med låga kopplingstider och genom att bilda rätt kopplingsbana. Den nuvarande elementbasen har naturligtvis ganska höga dynamiska egenskaper, men ändå är de fortfarande långt ifrån idealiska. Därför leder tekniska begränsningar ofta till betydande överspänningar på elementen i strömkretsen, vilket innebär att omvandlarens totala tillförlitlighet minskar.

Att bilda rätt kopplingsväg är en viktig uppgift, som också avsevärt kan minska kopplingsöverspänningarna. Denna metod ger så kallad "mjuk" omkoppling genom att omfördela energi mellan den faktiska effektdelen av omkopplingselementet (transistoromkopplaren) och formelementet. Minskningen av förluster uppstår på grund av att den energi de har samlat på sig återgår. Låt oss komma ihåg att välkända representanter för bildande element är alla typer av RCD-kretsar, dämpningsmotstånd, snubbers etc.

Bruket att utveckla riktiga omvandlare visar att när du skapar en enhet med en märkeffekt på hundratals till tusentals watt måste du bokstavligen "ge" för varje watt effektiv effekt, för att minska värmeförlusterna maximalt, vilket minskar den totala omvandlarens effektivitet.

Ett annat problem hänför sig till behovet av höghastighetsskydd mot kortslutningar (kortslutningar) i lasten. Problemet är främst att ett för snabbt skydd blir för känsligt för falsklarm, och löser ut omvandlaren även när det inte är någon fara för den. Ett för långsamt skydd är motståndskraftigt mot falsklarm, men det är osannolikt att det skyddar enheten. Det krävs mycket ansträngning för att designa optimalt skydd.

I samband med ovanstående uppfyller den klassiska högfrekvensomvandlaren inte riktigt de moderna kraven på effektomvandlingsteknik. Det finns ett behov av att hitta nya sätt att konstruera dessa enheter.

Nyligen har ingenjörer uppmärksammat resonantomvandlare som enheter med stor potentiell kapacitet. I resonantomvandlare är dynamiska förluster fundamentalt lägre, de skapar mycket mindre störningar, eftersom omkoppling inte sker med raka kanter rika på övertoner, utan med en jämn signalform nära sinusformad. Resonantomvandlare är mer tillförlitliga, de kräver inte snabbt skydd mot kortslutningar (kortslutningar) i lasten, eftersom kortslutningsströmmen är naturligt begränsad. Visserligen, på grund av strömmens sinusformade form, ökar de statiska förlusterna i kraftelementen något, men eftersom resonantomvandlare inte är så krävande för omkopplingsdynamiken hos kraftelement, kan standardklassiga IGBT-transistorer användas, där mättnadsspänningen är lägre än för warp-speed IGBT-transistorer. Du kan också tänka på SIT-transistorer och till och med bipolära, även om det enligt författaren till webbplatsen är bättre att inte komma ihåg det senare i detta sammanhang.

Med tanke på att konstruera en strömkrets är resonantomvandlare enkla och pålitliga. Men hittills har de inte kunnat ersätta konventionella halvbrygga och helbryggomvandlare på grund av grundläggande problem med utspänningsreglering. Konventionella omvandlare använder styrprincipen baserad på pulsbreddsmodulering (PWM), och det finns inga svårigheter här. I resonantomvandlare leder användningen av PWM och andra speciella metoder (till exempel frekvensreglering genom att ändra kopplingsfrekvensen) till en ökning av dynamiska förluster, som i vissa fall blir jämförbara eller till och med överstiger förlusterna i klassiska omvandlare. Användningen av formningskretsar motiverar sig i ett begränsat frekvensområde och med ett mycket litet regleringsdjup. Det finns en något mer effektiv metod, baserad på en signifikant minskning av kopplingsfrekvensen, vilket leder till en minskning av den genomsnittliga belastningsströmmen och därmed uteffekten. Men denna metod för frekvensreglering kan också kallas en kompromiss, och uppfyller därför inte tillräckligt moderna krav.

Och ändå visade sig resonantomvandlare vara så frestande att flera fler sätt uppfanns för att öka deras effektivitet och regleringsdjup. Tyvärr visade sig dessa idéer också vara otillräckligt effektiva. Användningen av en extra pulsregulator installerad vid utgången leder till behovet av att använda en annan konverteringslänk och minskar därför effektiviteten. Konstruktionen med växlande varv av transformatorn komplicerar återigen avsevärt omvandlaren, ökar dess kostnad och gör den omöjlig att använda i konsumentområden.

Av ovanstående kan vi dra slutsatsen att huvudproblemet som förhindrar den utbredda användningen av resonantomvandlare ligger i skapandet av en effektiv metod för djupreglering av utspänningen. Om detta problem löses kommer det att vara möjligt att avsevärt förbättra egenskaperna hos kraftelektronikenheter och deras vidare distribution till redan utvecklade och nya tillämpningsområden för omvandlarteknik.

Elkon-specialister har gjort betydande framsteg i forskningen om styrmetoder genom att minska växlingsfrekvensen. Det är denna metod som togs som grund, eftersom den behåller den största fördelen med resonanskretsen - omkopplingsväxling vid nollström. Studiet av processerna som förekommer i en konventionell resonantomvandlare gjorde det möjligt att förfina dess krets och hitta en mer effektiv kontrollmekanism över ett brett spektrum av belastningar och ett acceptabelt frekvensområde, vilket utgjorde grunden för ett internationellt patent. Dessutom var det möjligt att uppnå samma amplitud av effekttransistorströmmar både i nominellt belastningsläge och i kortslutningsläge, frånvaron av genomströmmar genom effekttransistorer även vid den maximala omkopplingsfrekvensen, och en "mjuk" belastningskarakteristik ( mycket bättre än en konventionell resonantomvandlare).

Den kompletta kretsen för den moderniserade resonansomvandlaren är föremål för Elcons know-how, men för att läsaren ska förstå vad förbättringen är, finns information från patentet "Metod för styrd resonant DC-spänningsomvandling" nedan.

Uppfinningen är avsedd för implementering av kraftfulla, billiga och effektiva justerbara högfrekventa transistorresonansspänningsomvandlare för olika tillämpningar. Det kan vara svetsomvandlare, induktionsvärmeinstallationer, radiosändare med mera.

Det finns en prototyp av en justerbar resonansspänningsomvandlare publicerad i. I prototypen: en svängning skapas med sin egen period To och omkopplingsperioden för strömbrytare Tk; Kapacitiva och induktiva energilagringsanordningar används med förbrukning från en konstant spänningskälla och överföring av en del av energin till lasten med en likriktare; Spänningsreglering utförs på grund av avstämning från resonans med en period av naturliga svängningar To av kopplingsfrekvensen Tk, nära To.

Som nämnts ovan leder avstämning till en betydande ökning av dynamiska förluster och minskar generellt omvandlarens tillförlitlighet, eftersom avstämning förlorar huvudfördelen med en resonantomvandlare - omkoppling vid nollströmmar. Allt detta leder till det faktum att metoden är tillrådlig att endast använda i lågeffektomvandlare.

Det finns en närmare prototyp, publicerad i arbetet. Denna prototyp skapar också en oscillation med sin egen period To och växlingsperioden för tangenterna Tk, men Tk>To; Kapacitiva och induktiva energilagringsanordningar används med förbrukning från en konstant spänningskälla och överföring av en del av energin till lasten med en likriktare; utspänningen regleras genom att ändra kopplingsperioden Tk. Här återförs emellertid överskottsenergin från den kapacitiva lagringsanordningen tillbaka till strömkällan på grund av urladdningen av den kapacitiva lagringsanordningen genom belastningen, och fronten av strömpulserna hos strömbrytarna begränsas med hjälp av ytterligare induktiva lagringsanordningar. Denna metod behåller den största fördelen med en resonantomvandlare - förmågan att byta strömbrytare vid nollströmmar.

Tyvärr har även denna prototyp ett antal brister. En av de grundläggande nackdelarna är ökningen av strömbrytarnas ström vid överbelastning eller kortslutning i belastningskretsen vid den nominella eller maximala frekvensen. Eftersom de induktiva elementen i detta fall lagrar en stor mängd energi, hinner de inte helt återgå till strömkällan på en kort period (Tk-To)/2. En annan nackdel är det påtvingade avbrottet av strömmen genom omkopplarna trots att kommuteringsflanken är inställd. Här finns ett behov av komplext skydd av nyckelelement, vilket minskar det övergripande intervallet för spänningsreglering, vilket leder till en begränsning av omvandlarens tillämpningsområde.

Enheten med vilken denna metod kan implementeras är en konventionell resonanshalvbryggomvandlare med en kapacitiv spänningsdelare (kapacitiv lagring) och en induktiv lagring, ansluten med en last mellan halvbryggans transistorställ och mittuttaget på den kapacitiva delaren . Ytterligare induktiva ackumulatorer ingår i grenarna eller kretsarna för varje nyckelelement.

Den av Elcon föreslagna enheten löser problemet med att tillhandahålla ett brett spektrum av reglering av lastspänning och utökar på så sätt tillämpningsområdet. I den nya metoden kan man hitta några analogier med prototyperna och: svängningar skapas med en naturlig period To och en kopplingsperiod Tk, med Tk>To används även en kapacitiv och induktiv lagringsenhet med förbrukning från en konstant spänningskälla och en del av energin överförs till lasten med en likriktare, även utförd återföring av överskottsenergi från den kapacitiva lagringsanordningen tillbaka till källan, spänningsreglering utförs genom att ändra Tk. Det nya med metoden ligger i det faktum att samtidigt med de första svängningarna skapas andra svängningar med sin egen period To och kopplingsperiod Tk, med användning av samma kapacitiva lagring och en andra induktiv lagring, som förbrukar energi från det kapacitiva minnet och överför energi till lasten med en likriktare.

Huvuddragen i den föreslagna metoden är det samtidiga flödet av strömmar av de första och andra svängningarna genom nyckelelementen på ett sådant sätt att den totala strömmen genom dem inte drabbas av ett avbrott, vilket gör att energin från induktiva lagringsenheter kan återföras vid maximal frekvens även när en kortslutning inträffar. Samtidigt förblir strömamplituden för nyckelelementen på nivån för nominella värden. Denna metod "fungerar" över hela intervallet av kopplingsperioder Tk, vilket framgångsrikt löser problemet med en resonantomvandlare.

Enheten som visas i Figur 1, innehåller en styrd masterpulsgenerator (1), vars utgångar är anslutna till grindarna på transistorerna (2) och (3), som bildar ett halvbryggställ (halvbryggarm). Den gemensamma anslutningspunkten för transistorerna (2) och (3) genom ett kapacitivt minne (resonanskondensator), betecknat (5), är anslutet till en av terminalerna på transformator-likriktarbelastningen (6). Induktiva ackumulatorer (resonansdrossel), betecknade (7) och (8), är seriekopplade. Deras gemensamma anslutningspunkt är ansluten till en annan lastterminal (6). Matningsspänningskällan (9) är ansluten till de nedre terminalerna på induktorn (7) och emittern på transistorn (2). Induktorns (8) övre terminal är ansluten till transistorns (3) kollektor.

På figur 2 grafer som visar funktionen hos denna resonansomvandlare visas. Masteroscillatorn (1) producerar parafasstyrpulser som visas i Fig. 2 a-b, varaktighet To/2 och justerbar kopplingsperiod Tk, som i sin tur öppnar transistorerna (2) och (3). I omvandlarens stationära driftläge tillförs vid tidpunkten t1 en styrpuls till transistorn (2), och en sinusformad strömpuls I1 börjar flöda genom den, visad i Fig. 2c, - de så kallade "första vibrationerna". Samtidigt fortsätter ström I2 att flyta genom den antiparallella (motsatta) dioden (4) på ​​transistorn (3) - de "andra svängningarna".

figur 3 Den första cykeln av kretsen

På Figur 3 den första cykeln av kretsens funktion visas, vilket återspeglar dess beteende i intervallet (t1…t2). Resonanskondensator (5) med spänning U5, vars graf visas i Fig. 2 d., laddas upp genom en transformator-likriktarlast (6), inklusive en transformator (6.1), en likriktare (6.2) och själva lasten (6.3). Den första resonanschoken (7) lagrar energi. Samtidigt laddas resonanskondensatorn (5) ur genom den andra resonansdrosseln (8) med en spänning U8, vars graf visas i Fig. 2 d. Induktorn (8) lagrar energi enligt den polaritet som anges på grafen.

figur 4 Den andra cykeln av kretsen

På Figur 4 den andra cykeln av kretsens funktion visas, vilket återspeglar dess beteende i intervallet (t2…t3). Resonanskondensatorn (5) fortsätter att laddas upp genom transformator-likriktarbelastningen (6) och den första resonansdrosseln (7). Dessutom laddas resonanskondensatorn (5) upp genom den andra resonansdrosseln (8), som redan frigör energi i enlighet med den specificerade polariteten.

Figur 5 Kretsens tredje cykel

På Figur 5 den tredje cykeln av kretsens funktion visas, vilket återspeglar dess beteende i intervallet (t3…t4). Resonanskondensatorn (5) fortsätter att laddas genom transformator-likriktarbelastningen (6) och den första resonansdrosseln (7) med spänningen U7 som visas i grafen Fig. 2 e. Samtidigt är resonanskondensatorn (5) redan laddad från den andra resonansinduktorn (8), som fortsätter att frigöra energi i enlighet med den specificerade polariteten.

Bild 6 Den fjärde cykeln av kretsen

På Bild 6 den fjärde cykeln av kretsens funktion visas, vilket återspeglar dess beteende i intervallet (t4…t5). Resonanskondensatorn (5) fortsätter att laddas genom transformator-likriktarbelastningen (6) och den första resonansspolen (7), som redan avger energi i enlighet med den polaritet som anges i figuren. Samtidigt fortsätter resonanskondensatorn (5) att laddas av den andra resonansinduktorn (8).

På Figur 8 den sjätte klockcykeln för kretsen visas, vilket återspeglar dess beteende i intervallet (t6...t7). Resonanskondensatorn (5) överför redan energi genom transformator-likriktarbelastningen (6) och den första resonansspolen (7) till kraftkällan (9). Strömmen I1 ändrar riktning.

figur 9 Kretsens sjunde cykel

På Figur 9 den sjunde klockcykeln för kretsen visas, vilket återspeglar dess beteende i intervallet (t7...t8). Styrpulsen tillförs transistorn (3), och en sinusformad strömpuls I2 börjar flyta enl. Fig. 2c, genom denna transistor ("andra oscillation"). Ström I1 fortsätter också att flöda genom antiparallelldioden (10) på transistorn (2) - den "första svängningen". Resonanskondensatorn (5) tillför energi genom transformator-likriktarbelastningen (6) och den första resonansspolen (7) till matningsspänningskällan (9) och till den andra resonansspolen (8).

På Bild 11 den nionde cykeln av kretsens funktion visas, vilket återspeglar dess beteende i intervallet (t9…t10). Alla lagringsenheter ger upp sin energi.

På Bild 13 den sista cykeln av kretsens drift visas, vilket återspeglar dess beteende i intervallet (t11…t1). Resonanskondensatorn (5) laddas ur, sedan upprepas processerna.

Observera: i tidsintervallet t6-t7 återförs energi till källan, eftersom strömmen I1 ändrar sin riktning. Den negativa amplituden för strömmen I1 bestäms av omvandlarens belastning. Detta faktum bestämmer de ytterligare fördelarna med metoden - amplituden av strömmen genom omkopplarna ökar inte förrän en kortslutning uppstår i lasten. Dessutom är problemet med genomströmmar helt frånvarande, vilket förenklar och gör kontrollen av transistorer tillförlitlig. Problemet med att skapa snabba skydd för att förhindra kortslutningsläge försvinner också.

Denna idé låg till grund för prototyper, såväl som serieprodukter som Elcon idag tillverkar. Till exempel, en spänningsomvandlare med en effekt på 1,8 kW, designad för en katodisk skyddsstation för underjordiska rörledningar, får ström från ett enfas AC-nätverk på 220 V 50 Hz. Den använder IGBT-effekttransistorer av IRG4PC30UD ultrasnabbklass med en inbyggd motsatt diod, kapacitansen för resonanskondensatorn (5) är 0,15 μF, induktansen för resonansdrosselna (7) och (8) är 25 μH vardera . Den naturliga svängningsperioden To är 12 μs, transformatorns (6.1) transformationsförhållande är 0,5, vilket bestämmer märklastområdet (0,8…2,0) Ohm. För ett minimivärde av kopplingsperioden Tk lika med 13 μs (med en kopplingsfrekvens fk lika med 77 kHz) och en belastning på 1 Ohm, är amplituderna för strömmarna I1 respektive I2 plus 29 A och minus 7 A För en belastning på 0,5 Ohm var amplituderna för strömmarna I1 respektive I2 plus 29 A och minus 14 A. I fallet med en kortslutning är dessa värden plus 29 A och minus 21 A, medelvärdet ström genom belastningen är 50 A, det vill säga effekten av att begränsa kortslutningsströmmen manifesteras.

På Bild 14 visar familjen av justeringsegenskaper för omvandlaren. Det är viktigt att notera att över hela omkopplingsfrekvensområdet appliceras omkopplingspulser vid nollström. Dessa resultat erhölls i OrCAD 9.1-kretsmodelleringssystemet och testades sedan på en fullskalemodell.

Som jämförelse, på Bild 15 en familj av justeringsegenskaper för en klassisk resonansomvandlare med liknande effekt presenteras. Minsta kopplingsperiod Tk ökas på grund av förekomsten av genomströmmar och är 14 μs (vid en kopplingsfrekvens fk lika med 72 kHz). För denna nominella frekvens utförs nollströmskopplingsläge. För en belastningsresistans på 1 Ohm är amplituden för belastningsströmmen 30A, för ett motstånd på 0,5 Ohm är amplituden redan 58A. Vid kortslutning blir amplituden av strömmen genom transistorerna mer än 100 A, och omkopplingen av effekttransistorer sker inte längre vid nollströmmar, och den genomsnittliga belastningsströmmen blir mer än 180 A. Således, som sagt, tidigare behövs ett snabbt kortslutningsskydd för att undvika en olycka .

Styrsektionen "A" (tunna linjer) kännetecknar kopplingsläget inte vid nollström. Av praktiskt intresse är regleringsdelen "B", när kopplingsfrekvensen är två eller flera gånger lägre än den nominella. Det kan noteras att regleringsdjupet på detta sätt för en klassisk omvandlare är betydligt mindre än i Elkon-omvandlaren, och behovet av att arbeta med en lägre kopplingsfrekvens försämrar den specifika energiprestandan hos den klassiska omvandlaren. Den föreslagna Elkon-omvandlaren har praktiskt taget acceptabla styregenskaper och en rad förändringar i switchfrekvensen.

Med hänsyn till mjuklastkarakteristiken är det möjligt att reglera utspänningen vid en fast frekvens på grund av fasreglering av två parallellkopplade omvandlare med växelspänning. Detta alternativ testades på en 1,2 kW prototyp. Utspänningen varierar från noll till max.

De erhållna resultaten tyder på att spänningsomvandlare som använder den nya resonanskonverteringsmetoden kommer att få bredare tillämpning inom alla användningsområden för konventionella omvandlare med PWM-reglering för tiotals kW eller mer.

Och nu - lite om serieprodukter. Elkon-företaget producerar:
- katodiska skyddsstationer med en effekt på 0,6, 1,5, 3,0 och 5,0 kW, med en verkningsgrad i nominellt läge på inte sämre än 93%;
- källor för manuell bågsvetsning med en effekt på 5,0 och 8,0 kW som drivs från ett nätverk på 220 volt 50 Hz;
- källor för manuell bågsvetsning med en effekt på 12 kW som drivs av ett trefasnät på 380 volt 50 Hz;
- källor för uppvärmning av smidesämnen med en effekt på 7,0 kW som drivs från ett 220 volt 50 Hz nätverk;
- omvandlare för ett högspänningssolbatteri med en effekt på 5,0 kW med en inspänning från 200 till 650 V och en utspänning på 400 V; Genom att modulera omvandlarens utspänning enligt en sinusformad lag med en frekvens på 100 Hz och efterföljande fördelning av halvvågor, överförs elektricitet från solbatteriet till 220 volts 50 Hz-nätet.
Företagets anställda hoppas att denna idé också kommer att inspirera erfarna radioamatörer som är engagerade i design av svetsutrustning.

LITTERATUR
Meshcheryakov V.M. Kraftelektronik är ett effektivt sätt att lösa problemen med det regionala programmet "Energi och resurshushållning" // Elteknik. 1996. 12.s.1.
Högfrekventa transistoromvandlare./E.M.Romash, Yu.I.Drabovich, N.N.Yurchenko, P.N.Shevchenko - M.: Radio and Communications, 1988.-288s.
Goncharov A.Yu. Serietillverkade transistoreffektomvandlare // Elektronik: Science, Technology, Business. 1998. 2.s.50.
Kovalev F.I., Florentsev S.N. Kraftelektronik: igår, idag, imorgon // Elektroteknik. 1997. 11.s.2.
Dmitrikov V.F. och andra. Nya högeffektiva inhemska strömkällor med transformatorlös ingång // http//:www.add.ru/r/konkurs/st.18.html
Patanov D.A. Allmänna problem med att minska kopplingsförlusterna i spänningsomriktare // http://www.add.ru/r/konkurs/avtst8.html
Zhdankin V.K. Kraftelektronikenheter från Zicon Electronics // Modern automationsteknik. 2001.N1.s.6.
Belov G.A. Högfrekventa tyristor-transistor DC-spänningsomvandlare. -M.: Energoatomizdat, 1987.-120 sid.
Patent PCT, WO94/14230, 06.23.94, H02M 3/335.
Patent PCT/MD 03/00001. 2002-05-16, H02M3/337 Vad de skriver

Användning: utveckling av högfrekventa switchade nätaggregat. Kärnan i uppfinningen: strömkällan innehåller en nyckeltransistorspänningsomvandlare 1, gjord i form av en halvbrygga på transistorerna 4.5 och kondensatorerna 6.7, och en frekvensstyrenhet 25, gjord i form av en seriekopplad nod 26 för omvandling av spänning till resistans och nod 27 för omvandling av resistans till frekvens Utgångskretsen från omvandlaren 1 innefattar en resonanskrets gjord av induktor 8 och kondensatorer 9, 10. Stabilisering av förändringar i omvandlarens 1 arbetsfrekvens beroende på förändringar i utspänningen. Bildandet av en speciell form av basströmmen för transistorerna 4, 5 med användning av block 25 och kedjor gjorda på elementen 15-22 minskar förlusterna både när strömmen slås på och när transistorerna 4, 5 stängs av. flyg, 3 ill.

Uppfinningen hänför sig till elektroteknik och kan användas vid utveckling av högkvalitativa strömförsörjningsenheter. En känd pulsspänningsstabilisator innehåller en push-pull halvbrygga spänningsomvandlare, ingången är ansluten till ingångsterminalerna och utgången är ansluten via en likriktare och ett filter till utgångsterminalerna, en pulsbreddsmodulator, utgångarna på som är anslutna till styringångarna på push-pull halvbrygga spänningsomvandlaren, en fyrkantsvågsgenerator, en sågtandsspänningsdrivenhet, en referensspänningskälla och två transistorer (1). Den kända anordningen löser det tekniska problemet med att öka effektiviteten genom att använda variabla spänningar för jämförelse i pulsbreddsmodulatorn: rektangulär referens och sågtand, proportionell mot inspänningen. Att erhålla sådana spänningar och jämföra dem kräver mindre energiförbrukning. Och att använda referensspänningskällans ström för att samtidigt styra transistorerna i en push-pull halvbrygga spänningsomvandlare, tillsammans med användningen av passiv PWM, ökar effektiviteten ytterligare. PWM-strömförsörjningar är vanliga nuförtiden. De kännetecknas dock av för höga förluster, eftersom de tillhör så kallade hårda omkopplingskretsar. Med hård omkoppling stängs den påslagna transistoromkopplaren av i det ögonblick då ström flyter genom den, och den avstängda transistoromkopplaren slås på när det finns spänning över den, och därför desto oftare slås den här omkopplaren på och av , desto större förluster. I det här fallet bör transistorns omkopplingstid (tid för påslagning eller avstängning) vara så kort som möjligt. Sålunda är nackdelen med den kända anordningen höga förluster, dvs. låg effektivitet. Idealiskt, för att förlusterna ska vara minimala, bör transistoromkopplaren stängas av när strömmen genom den är noll (nollströmomkoppling) och slå på när spänningen över den är noll (nollspänningsomkoppling). För närvarande är den bästa lösningen för högfrekventa strömförsörjningar användningen av resonanskretsar. Till skillnad från strömförsörjning med PWM, "mjukar" resonanskretsar växlingsläget och hjälper därmed till att minska växlingsförlusterna. Som ett resultat ger resonansströmförsörjning högre effektivitet vid samma driftsfrekvens. En känd resonansströmförsörjning innehållande en nyckeltransistorspänningsomvandlare, ingångsanslutningar med ingångsplintar och utförd i form av en halvbrygga, i vars utgångskrets en resonanskrets ingår, bestående av en seriekopplad krets parallellt på induktorn och den första kondensatorn och en andra kondensator, och parallellt med den första kondensatorn slås primärlindningen på utgångstransformatorn på, vars sekundärlindning är ansluten till utgångsterminalerna genom en likriktare och filter, och frekvensstyrenheten , vars utgångar är anslutna till kontrollingångarna på nyckeltransistorspänningsomvandlaren, vars effektterminaler på transistorerna är shuntade av blockeringsdioder (2). Den kända kraftkällan är en analog som ligger närmast den föreslagna uppfinningen i termer av helheten av väsentliga egenskaper. Den kända kraftkällan har emellertid också betydande kopplingsförluster, beroende på att frekvensstyrenheten alstrar rektangulära svängningar och därför har styrströmmen för omvandlartransistorn också en rektangulär form. Det tekniska syftet med denna uppfinning är att reducera förluster vid omkoppling av transistorer i en nyckeltransistorspänningsomvandlare och reducera den effekt som förbrukas av frekvensstyrenheten. Det tekniska resultatet som kan erhållas genom att använda uppfinningen är att öka effektiviteten hos resonanskraftförsörjningen. Det angivna tekniska problemet uppnås genom det faktum att i en resonansströmförsörjning innehållande en nyckeltransistor, en spänningsomvandlare, ingångsanslutningar med utgångsplintar och gjorda i form av en halvbrygga, i vars utgångskrets en resonanskrets ingår, bestående av en seriekrets ansluten parallellt på induktorn och den första kondensatorn och en andra kondensator, och parallellt med den första kondensatorn är utgångstransformatorns primärlindning ansluten, vars sekundärlindning är ansluten till utgången terminaler genom en likriktare och filter, och en frekvensstyrenhet, vars utgångar är anslutna till kontrollingångarna på nyckeltransistorspänningsomvandlaren, vars effektterminaler för transistorerna är shuntade av blockeringsdioder, blockfrekvensstyrningen görs i form av två basmotstånd och en diod kopplade i serie och på en extra kondensator kopplad mellan motståndens gemensamma punkt och diodens fria utgång, medan transistorernas styringångar genom motsvarande basströmgenereringskedjor är anslutna till motsvarande styringångar på nyckeltransistorspänningsomvandlaren, och noden som omvandlar resistans till frekvens görs i form av en parafas multivibrator på fyra logiska växelriktare, en tredje och fjärde kondensator, en extra transistor och tre motstånd, och de logiska växelriktarna är kopplade parvis i serie, den första med den andra respektive den tredje med den fjärde, den tredje kondensatorn är ansluten mellan utgången på den första och ingången på den tredje logiska växelriktaren, och den fjärde kondensatorn är ansluten mellan utgången av den tredje och utgången på de första logiska växelriktarna, är det första motståndet anslutet parallellt med utgången från spänning-mot-motstånd-omvandlarenheten, anslutet genom det andra och tredje motståndet till utgångarna på det första respektive tredje motståndet logiska växelriktare, utgångarna från den andra och tredje logiska växelriktaren, de fjärde logiska växelriktarna är anslutna till primärlindningen på en extra transformator, vars två sekundära lindningar används som utgångar för resistans-till-frekvensomvandlingsenheten och utgångar för frekvensen styrenhet, vars ingång är ingången till omvandlingsenheten för spänning-mot-motstånd ansluten till utgångsstiften. Dessutom är omvandlingsenheten för spänning-mot-motstånd gjord av en extra transistor, vars utgång används som utgången från omvandlingsenheten för spänning-mot-motstånd, ett variabelt motstånd som används som ingång för spänning-till- resistansomvandlingsenhet, och ett fjärde motstånd anslutet mellan ingången och utgången på spänning-mot-resistansomvandlingsenheten, och det variabla motståndets justeringsterminal är ansluten till basen av den extra transistorn. Logiska växelriktare kan tillverkas med 2I-NOT-element. För att säkerställa starten av spänningsomvandlaren är den extra transformatorn utrustad med en startlindning ansluten till nyckeltransistorspänningsomvandlarens utgångskrets i serie med resonanskretsen. Uppfinningen illustreras av ritningar, där i FIG. Fig. 1 visar ett diagram över en resonansströmkälla; 2 form av basströmmen för transistorerna i nyckeltransistorspänningsomvandlaren, i fig. 3 dess justeringsegenskaper. Resonansströmförsörjningen (fig. 1) innehåller en nyckeltransistorspänningsomvandlare 1, ansluten med en ingång till utgångsterminalerna 2, 3 och gjord i form av en halvbrygga på transistorerna 4, 5 och kondensatorerna 6, 7, i vars utgångskrets en resonanskrets ingår, bestående av parallellkopplad med seriekretsen på induktorn 8 och den första kondensatorn 9 och den andra kondensatorn 10, utgångstransformatorn 11, primärlindningen som är parallellkopplad med kondensatorn 9, och sekundärlindningen genom likriktaren 12 och filtret 13 är anslutna till utgången på nyckeltransistorspänningsomvandlaren ansluten till utgångsterminalerna, till vilka belastningen 14 är ansluten, basströmgenereringskedjor gjorda i form av serier -anslutna basmotstånd 15 och 16, 17, 18 och dioderna 19 och 20, och på ytterligare kondensatorer 21 och 22 anslutna mellan den gemensamma punkten för motstånden 15, 16 och 17, 18 och fria terminaler på dioderna 19 respektive 20, blockering dioderna 23 och 24, shuntkraftterminaler på transistorerna 4 och 5, frekvensstyrenhet 25, gjord i form av seriekopplade noder för omvandling av spänning till resistans 26 och en nod för omvandling av resistans till frekvens 27. Nod 27 omvandlar resistans till frekvens innehåller en parafas multivibrator på fyra logiska växelriktare 28, 29, 30, 31, en tredje kondensator 32, en fjärde kondensator 33, en extra transformator 34 och tre motstånd 35, 36, 37, och de logiska växelriktarna är kopplade i par i serie, 28 med 29 och 30 med 31, är den tredje kondensatorn 32 ansluten mellan utgången på den logiska växelriktaren 28 och ingången på den logiska växelriktaren 30, den fjärde kondensatorn 33 är ansluten mellan utgången på den logiska växelriktaren 30 och ingången på logiska växelriktaren 28, är det första motståndet 35 anslutet parallellt med utgången från spänning-till-motstånd-omvandlingsnoden 26, genom det andra motståndet 36 och det tredje motståndet 37 anslutna till ingångarna på den logiska växelriktaren 28 respektive den logiska växelriktaren 30 , är utgångarna från den logiska växelriktaren 29 och den logiska växelriktaren 31 anslutna till primärlindningen 38 på en ytterligare transformator 34, vars sekundärlindningar 39 och 40 används som utgångar från noden 27 som omvandlar resistans till frekvens och utgångar från frekvensstyrenheten 25 . Logiska växelriktare 28, 29, 30, 31 kan tillverkas till exempel på 2I-NOT-element. Som ingång för frekvensstyrenheten 25 används ingången till spänning-mot-motstånd-omvandlingsenheten 26, gjord på en extra transistor 41, vars utgång används som utgången från spänning-mot-motstånd-omvandlingsenheten 26, på ett variabelt motstånd 42, som används som ingång för spänning-mot-motstånd-omvandlingsenheten 26, och det fjärde motståndet 43, anslutet mellan ingången och utgången av spänning-mot-resistans-omvandlingsenheten 26, och justeringsterminalen av det variabla motståndet 42 är anslutet till basen av den extra transistorn 41. Ingången på frekvensstyrenheten 25 är ansluten till belastningen 14. För att säkerställa starten av nyckeltransistorspänningsomvandlaren är 1 extra transformator 34 utrustad med en startlindning 44, ansluten till nyckeltransistoromvandlarens 1 utgångskrets i serie med resonanskretsen. Parafas-multivibratorn matas från en separat strömkälla och från en referensspänningskälla (element 45, 46) genom att tillföra spänning till den från utgången från likriktaren 12 på nyckeltransistorspänningsomvandlaren 1 genom ett kapacitivt filter 47. Motstånd 48, 49, 50, 51 ställer in önskad driftlägestransistor 4 och 5. Resonansströmförsörjningen fungerar enligt följande. När strömkällan slås på, exciteras nyckeltransistorspänningsomvandlaren 1 på grund av den positiva återkopplingen från startlindningen 44 hos den extra transformatorn 34 och börjar generera lågfrekventa pulser. En spänning uppträder på sekundärlindningen av utgångstransformatorn 11, som via likriktaren 12 driver mikrokretsen på de logiska inverterarna 28.31 i parafas multivibratorn. Multivibratorn börjar generera högfrekventa pulser som kommer in genom transformatorn 34 på basströmgenereringskedjan för transistorerna 4 och 5. Tack vare basströmbildningen av transistorerna 4 och 5 hos omvandlaren 1 med användning av frekvensstyrenhet 25 och basströmgenereringskedjor (element 15.22), uppnås en minskning av förlusterna transistorerna 4 och 5 när de kopplas om. I ögonblicket ti (fig. 2) slås transistorn 4 på (påslagen vid nollspänning). Med ett så skarpt hopp i basströmmen minskas förlusterna när transistorn slås på. Transistorn är påslagen och mättad under tiden t 1 t 2 . I detta fall minskar basströmmen linjärt till ett värde av i b min. där transistorn fortfarande är mättad. Med ett värde på i b kommer absorptionstiden t för transistorn när den är avstängd att vara minimal, vilket leder till en minskning av förlusterna när transistorn stängs av. Under tiden t 2 t 3, när basströmmen tar negativa värden, avstängningstiden för transistorn på grund av en ytterligare minskning av t lopp. minskar, vilket minskar värmeförlusterna när transistorn stängs av. På grund av bildandet av basströmmen hos transistorerna 4 och 5 med en speciell form (fig. 2), minskas förlusterna både vid påslagning och avstängning av omvandlarens 1 transistorer. När transistorn 4 slås på, kommer strömmen i induktorn 8 börjar gradvis öka. Denna ström är lika med summan av strömmen i transformatorns 11 primärlindning och kondensatorns 9 laddningsström. När spänningen på kondensatorn 9 och transformatorns 11 primärlindning är lika med ingångsspänningen kommer spänningsfallet över induktorn 8 att bli noll, varefter energin som lagras i induktor 8 börjar ladda kondensator 9. Efter ett tidsintervall, som ställs in av kretsens egen resonansfrekvens, kommer strömmen i induktor 8 och följaktligen i transistor 4 att bli noll. Då kommer strömmen genom induktorn 8 att ändra riktning och kondensatorn 9 börjar laddas ur, vilket bibehåller strömflödet genom dioden 23. I detta fall stängs transistorn 4 av (omkopplar vid noll ström). Resonanshalvcykeln för laddningskondensatorn 10 börjar efter att transistorn 4 stängs av och slutar innan transistorn 5 slås på. När båda transistorerna stängs av överförs energi från induktorn 8 till kondensatorn 10. När kondensatorn 10 laddas laddas spänningen på transistor 4 ökar och på transistor 5 minskar. När spänningen på transistorn 5 sjunker till noll, slås den på utan förlust, medan dioden 24 säkerställer att den energi som finns kvar i induktorn 8 återförs tillbaka till ingången till resonanskraftkällan. Nästa halvcykel är identisk med den första och börjar när transistor 5 stängs av. Nu kommer spänningen på transistor 5 att öka, och spänningen på transistor 4 kommer att minska och när den faller till noll slås transistor 4 på utan förlust. Liksom i andra resonansströmförsörjningar leder en förändring i omvandlarens 1 driftsfrekvens till en förändring av utspänningen, och omvandlarens 1 driftsfrekvens är högre än dess resonansfrekvens, och omvandlingsdriftpunkten är placerad på höger lutning av kretsens resonanskurva (fig. 3) i dess raka sektion. Stabilisering av utspänningen utförs genom att mata en negativ återkopplingsspänning från lasten 14 till frekvensstyrblocket 25 och generera styrpulser i detta block för transistorerna 4 och 5 hos omvandlaren 17. I frekvensstyrblocket 25 är spänningen konverteras till resistans med användning av nod 26, och omvandlar sedan resistans till frekvens med användning av nod 27. Frekvensmodulering sker genom att ändra resistansen hos motståndet 35, shuntat av transistorn 41. Motståndet 35 och kondensatorerna 32, 33 och motstånden 36, 37 utför funktionen att tidselement för en parafas multivibrator. När utspänningen minskar från värdet U 0 till U 2 på grund av en ökning av belastningsströmmen, minskar parafas-multivibratorns frekvens från värdet f 1 till värdet f 3 (fig. 3), medan utspänningen på omvandlare 1 ökar till värdet U 1 och minskningen av utspänningen kompenseras källan. Sålunda kommer utspänningen från resonansströmförsörjningen att förbli oförändrad. På liknande sätt stabiliseras utspänningen genom att minska belastningsströmmen. På resonans- (justerings)karakteristiken (fig. 3) skiftar omvandlingens arbetspunkt längs linjen f 1, f 2, f 3: ju större strömmen är i lasten, desto närmare arbetspunkten till frekvensen och vice omvänt, ju lägre strömmen är i lasten, desto närmare arbetspunkten till frekvensen f 2 . Vid mycket stora belastningspunkter eller kortslutningar i belastningen skiftar omvandlingsdriftpunkten till vänster bortom resonansfrekvensen f p , vilket minskar spänningen till nästan noll (punkt f 4, fig. 3). I detta fall utförs skydd mot kortslutning av strömkällan utan användning av några ytterligare element. Den föreslagna konstruktionen av frekvensstyrenheten, i synnerhet dess resistans-mot-frekvensomvandlingsenhet, är mycket ekonomisk, eftersom kännetecknas av låg strömförbrukning. Således gör denna uppfinning det möjligt att öka effektiviteten hos en resonanskraftkälla.

KRAV

1. En resonansströmkälla innehållande en nyckeltransistorspänningsomvandlare, vars ingång är ansluten till ingångsklämmorna och utförd i form av en halvbrygga, i vars utgångskrets en resonanskrets är ansluten, bestående av en seriekopplad krets parallellt på induktorn och den första kondensatorn och en andra kondensator, och parallellt med den första. Kondensatorn är ansluten till utgångstransformatorns primärlindning, vars sekundärlindning är ansluten via en likriktare och filter till nyckelns utgång transistorspänningsomvandlare, ansluten till utgångsterminalerna, och en frekvensstyrenhet, vars utgångar är anslutna till kontrollingångarna på nyckeltransistorspänningsomvandlaren, vars effektterminaler för transistorerna är shuntade av blockeringsdioder, kännetecknad av att frekvensstyrenheten är gjord i form av en seriekopplad spänning-mot-motstånd-omvandlingsenhet och en resistans-till-frekvens-omvandlingsenhet; bipolära transistorer används som transistorer för nyckeltransistorspänningsomvandlaren, vars baskretsar är utrustad med basströmgenereringskedjor gjorda i form av seriekopplade två basmotstånd och en diod och på en extra kondensator kopplad mellan basmotståndens gemensamma punkt och diodens fria klämmor, medan transistorernas styringångar genom motsvarande basströmgenereringskedjor är anslutna till motsvarande styringångar på nyckeltransistorspänningsomvandlaren, och resistans-till-frekvensomvandlingsenheten är gjord i form av en parafas multivibrator på fyra logiska växelriktare, en tredje och fjärde kondensator, på en extra transformator och tre motstånd, och de logiska växelriktarna är kopplade i par i serie, respektive, den första med den andra och den tredje med den fjärde, den tredje kondensatorn är ansluten mellan utgången på den första och ingången på den tredje logiska växelriktare, och den fjärde kondensatorn är ansluten mellan utgången på den tredje och ingången på de första logiska växelriktarna, är det första motståndet anslutet parallellt med utgången på spänning-mot-resistans-omvandlingsenheten, genom de andra och tredje motstånden anslutna till ingångarna på den första respektive tredje logiska växelriktaren, är utgångarna på den andra och fjärde logiska växelriktaren anslutna till primärlindningen på den extra transformatorn, vars två sekundärlindningar används som utgångar för motståndet mot -frekvensomvandlingsenhet och utgångar från frekvensstyrenheten, en ingång för vilken ingången för spänning-mot-motståndsomvandlingsenheten ansluten till utgångsterminalerna används. 2. Strömkälla enligt krav 1, kännetecknad av att spänning-mot-resistans-omvandlingsenheten är gjord av en extra transistor, vars utgång används som utgången på spänning-mot-resistans-omvandlingsenheten, ett variabelt motstånd används som ingång för spänning-mot-motstånd-omvandlingsenheten, och en fjärde ett motstånd anslutet mellan ingången och utgången på spänning-mot-resistans-omvandlingsenheten, och justeringsterminalen på det variabla motståndet är ansluten till basen av extra transistor. 3. Strömförsörjning enligt krav 1 och 2, kännetecknad av att de logiska växelriktarna är gjorda på 2I-NOT-element. 4. Strömkälla enligt krav 13, kännetecknad av att den extra transformatorn är försedd med en startlindning kopplad till nyckeltransistorspänningsomvandlarens utgångskrets i serie med resonanskretsen.

65 nanometer är nästa mål för Zelenograd-anläggningen Angstrem-T, som kommer att kosta 300-350 miljoner euro. Företaget har redan lämnat in en ansökan om ett förmånligt lån för modernisering av produktionsteknik till Vnesheconombank (VEB), rapporterade Vedomosti denna vecka med hänvisning till ordföranden för anläggningens styrelse, Leonid Reiman. Nu förbereder Angstrem-T att lansera en produktionslinje för mikrokretsar med en 90nm topologi. Betalningar på det tidigare VEB-lånet, som det köptes för, påbörjas i mitten av 2017.

Peking kraschar Wall Street

Amerikanska nyckelindex markerade de första dagarna av det nya året med ett rekordfall; miljardären George Soros har redan varnat för att världen står inför en upprepning av 2008 års kris.

Den första ryska konsumentprocessorn Baikal-T1, prissatt till $60, lanseras i massproduktion

Baikal Electronics-företaget lovar att lansera i industriell produktion den ryska Baikal-T1-processorn som kostar cirka $60 i början av 2016. Enheterna kommer att bli efterfrågade om regeringen skapar denna efterfrågan, säger marknadsaktörerna.

MTS och Ericsson ska tillsammans utveckla och implementera 5G i Ryssland

Mobile TeleSystems PJSC och Ericsson har ingått samarbetsavtal för utveckling och implementering av 5G-teknik i Ryssland. I pilotprojekt, bland annat under VM 2018, avser MTS att testa utvecklingen hos den svenska leverantören. I början av nästa år inleder operatören en dialog med ministeriet för tele- och masskommunikation om bildandet av tekniska krav för den femte generationens mobilkommunikation.

Sergey Chemezov: Rostec är redan ett av de tio största ingenjörsföretagen i världen

Chefen för Rostec, Sergei Chemezov, svarade i en intervju med RBC på pressande frågor: om Platon-systemet, problemen och utsikterna för AVTOVAZ, statens intressen i läkemedelsbranschen, talade om internationellt samarbete i samband med sanktioner tryck, importsubstitution, omorganisation, utvecklingsstrategi och nya möjligheter i svåra tider.

Rostec "fäktar sig" och inkräktar på lagrarna hos Samsung och General Electric

Förvaltningsrådet för Rostec godkände "Utvecklingsstrategin till 2025". Huvudmålen är att öka andelen högteknologiska civila produkter och komma ikapp General Electric och Samsung när det gäller finansiella nyckelindikatorer.

Den beskrivna anordningen ger exceptionellt hög omvandlingseffektivitet, tillåter reglering av utspänningen och dess stabilisering, och fungerar stabilt när belastningseffekten varierar. Denna typ av omvandlare är intressant och oförtjänt lite utbredd - kvasi-resonant, som i stort sett är fri från nackdelarna med andra populära kretsar. Idén att skapa en sådan omvandlare är inte ny, men praktisk implementering blev genomförbar relativt nyligen, efter tillkomsten av kraftfulla högspänningstransistorer som tillåter betydande pulskollektorström vid en mättnadsspänning på cirka 1,5 V. Det främsta utmärkande egenskapen och den största fördelen med denna typ av strömkälla är den höga effektiviteten hos spänningsomvandlaren , som når 97...98% utan att ta hänsyn till förluster på sekundärkretslikriktaren, som huvudsakligen bestäms av belastningsströmmen.

Kvasiresonantomvandlaren skiljer sig från en konventionell pulsomvandlare, där strömmen som flyter genom dem är maximal i det ögonblick kopplingstransistorerna stängs, den kvasiresonanta skiljer sig genom att deras kollektorström är i det ögonblick transistorerna stängs. är nära noll. Dessutom säkerställs minskningen av ström vid stängningsögonblicket av de reaktiva elementen i enheten. Den skiljer sig från resonans genom att omvandlingsfrekvensen inte bestäms av kollektorbelastningens resonansfrekvens. Tack vare detta är det möjligt att reglera utspänningen genom att ändra omvandlingsfrekvensen och realisera stabilisering av denna spänning. Eftersom när transistorn stängs reducerar de reaktiva elementen kollektorströmmen till ett minimum, kommer basströmmen också att vara minimal och därför reduceras stängningstiden för transistorn till värdet för dess öppningstid. Således elimineras problemet med genomströmning som uppstår vid omkoppling helt. I fig. Figur 4.22 visar ett schematiskt diagram av en självoscillerande ostabiliserad strömförsörjning.

Huvudsakliga tekniska egenskaper:

Enhetens totala effektivitet, %........................................... ........ ...................92;

Utspänning, V, med en belastningsresistans på 8 Ohm....... 18;

Omvandlarens arbetsfrekvens, kHz...................................20;

Maximal uteffekt, W......................................... ......55;

Maximal amplitud för utspänningsrippel med arbetsfrekvens, V

Huvuddelen av effektförlusterna i enheten faller på uppvärmningen av likriktardioderna i sekundärkretsen, och själva omvandlarens effektivitet är sådan att det inte finns något behov av kylflänsar för transistorer. Effektförlusten på var och en av dem gör det. inte överstiga 0,4 W. Speciellt urval av transistorer enligt eventuella parametrar krävs inte heller När utgången kortsluts eller den maximala uteffekten överskrids avbryts genereringen, vilket skyddar transistorerna från överhettning och haveri.

Filtret, som består av kondensatorerna C1...SZ och induktorn LI, L2, är utformat för att skydda matningsnätet från högfrekventa störningar från omvandlaren. Autogeneratorn startas av krets R4, C6 och kondensator C5. Genereringen av svängningar uppstår som ett resultat av verkan av positiv återkoppling genom transformatorn T1, och deras frekvens bestäms av induktansen hos denna transformators primärlindning och motståndet hos motståndet R3 (när motståndet ökar, ökar frekvensen).

Drosslar LI, L2 och transformator T1 är lindade på identiska ringmagnetiska kärnor K12x8x3 gjorda av 2000NM ferrit. Induktorlindningarna utförs samtidigt, "i två ledningar", med hjälp av PELSHO-0,25 tråd; antal varv - 20. Lindning I på TI-transformatorn innehåller 200 varv PEV-2-0.1-tråd, lindad i bulk, jämnt runt hela ringen. Lindningar II och III lindas "i två trådar" - 4 varv PELSHO-0,25 tråd; lindning IV är ett varv av samma tråd. För T2-transformatorn användes en K28x16x9 ringmagnetisk kärna gjord av 3000NN ferrit. Lindning I innehåller 130 varv PELI10-0,25 tråd, läggs varv till varv. Lindningar II och III - 25 varv PELSHO-0,56 tråd vardera; lindning - "i två trådar", jämnt runt ringen.

Choke L3 innehåller 20 varv PELI10-0.25 tråd, lindad på två ihopvikta magnetiska ringkärnor K12x8x3 gjorda av 2000NM ferrit. Dioder VD7, VD8 måste installeras på kylflänsar med en spridningsarea på minst 2 cm2 vardera.

Den beskrivna enheten var designad för användning i kombination med analoga stabilisatorer för olika spänningsvärden, så det fanns inget behov av djup rippeldämpning vid enhetens utgång. Ripple kan reduceras till önskad nivå genom att använda LC-filter som är vanliga i sådana fall, som till exempel i en annan version av denna omvandlare med följande grundläggande tekniska egenskaper:

Märkutgångsspänning, V......................................................... ...... 5,

Maximal utström, A......................................................... ...... ......... 2;

Maximal pulsationsamplitud, mV.........................................50 ;

Ändring i utspänning, mV, inte mer, när belastningsströmmen ändras

från 0,5 till 2 A och nätspänning från 190 till 250 V........................150;

Maximal konverteringsfrekvens, kHz................................... 20.

Kretsen för en stabiliserad strömförsörjning baserad på en kvasi-resonant omvandlare visas i fig. 4.23.

Utspänningen stabiliseras genom en motsvarande förändring av omvandlarens arbetsfrekvens. Som i föregående block behöver kraftfulla transistorer VT1 och VT2 inte kylflänsar. Symmetrisk styrning av dessa transistorer implementeras med hjälp av en separat masterpulsgenerator monterad på ett DDI-chip. Trigger DD1.1 fungerar i själva generatorn.

Pulserna har en konstant varaktighet specificerad av kretsen R7, C12. Perioden ändras av OS-kretsen, som inkluderar optokopplaren U1, så att spänningen vid enhetens utgång hålls konstant. Minimiperioden ställs in av krets R8, C13. Trigger DDI.2 delar upprepningsfrekvensen för dessa pulser med två, och fyrkantvågsspänningen tillförs från den direkta utgången till transistorströmförstärkaren VT4, VT5. Därefter differentieras de strömförstärkta styrpulserna av kretsen R2, C7, och sedan, redan förkortade till en varaktighet på cirka 1 μs, går de in genom transformatorn T1 in i baskretsen för transistorerna VT1, VT2 i omvandlaren. Dessa korta pulser tjänar bara till att byta transistorer - stänger en av dem och öppnar den andra.

Dessutom förbrukas huvudströmmen från excitationsgeneratorn endast vid byte av kraftfulla transistorer, så den genomsnittliga strömmen som förbrukas av den är liten och överstiger inte 3 mA, med hänsyn till strömmen i zenerdioden VD5. Detta gör att den kan drivas direkt från det primära nätverket genom släckmotståndet R1. Transistor VT3 är en styrsignalspänningsförstärkare, som i en kompensationsstabilisator. Stabiliseringskoefficienten för blockets utspänning är direkt proportionell mot den statiska strömöverföringskoefficienten för denna transistor.

Användningen av transistoroptokopplaren U1 säkerställer tillförlitlig galvanisk isolering av sekundärkretsen från nätverket och hög brusimmunitet vid styringången till masteroscillatorn. Efter nästa omkoppling av transistorerna VT1, VT2 börjar kondensatorn SY att laddas om och spänningen vid basen av transistorn VT3 börjar öka, kollektorströmmen ökar också. Som ett resultat öppnar optokopplartransistorn och håller huvudoscillatorkondensatorn C13 i ett urladdat tillstånd. Efter att likriktardioderna VD8, VD9 är stängda börjar kondensatorn SY laddas ur till lasten och spänningen över den sjunker. Transistor VT3 stänger, vilket resulterar i att kondensator C13 börjar laddas genom motstånd R8. Så snart kondensatorn laddas till kopplingsspänningen för triggern DD1.1 kommer en hög spänningsnivå att etableras vid dess direkta utgång. I detta ögonblick sker nästa omkoppling av transistorerna VT1, VT2, liksom urladdningen av SI-kondensatorn genom den öppnade optokopplartransistorn.

Nästa process för att ladda kondensatorn SY börjar, och triggern DD1.1 efter 3...4 μs kommer att återgå till nolltillståndet igen på grund av den lilla tidskonstanten för kretsen R7, C12, varefter hela styrcykeln är upprepas, oavsett vilken av transistorerna som är VT1 eller VT2 - öppen under pågående halvtidsperiod. När källan slås på, i det första ögonblicket, när kondensatorn SY är helt urladdad, finns det ingen ström genom optokopplarens LED, genereringsfrekvensen är maximal och bestäms huvudsakligen av tidskonstanten för kretsen R8, C13 (den tidskonstanten för kretsen R7, C12 är flera gånger mindre). Med betygen för dessa element som anges i diagrammet kommer denna frekvens att vara cirka 40 kHz, och efter att den är dividerad med DDI.2-utlösaren - 20 kHz. Efter laddning av kondensatorn SY till driftsspänningen kommer OS-stabiliseringsslingan på elementen VD10, VT3, U1 i drift, varefter omvandlingsfrekvensen redan kommer att bero på ingångsspänningen och belastningsströmmen. Spänningsfluktuationer på kondensatorn SY utjämnas av filter L4, C9. Drosslar LI, L2 och L3 är desamma som i föregående block.

Transformator T1 är gjord på två ringmagnetiska kärnor K12x8x3 hopvikta av 2000NM ferrit. Primärlindningen är lindad i bulk jämnt genom hela ringen och innehåller 320 varv PEV-2-0,08 tråd. Lindningar II och III innehåller vardera 40 varv av tråd PEL1110-0,15; de är lindade "i två trådar". Lindning IV består av 8 varv PELSHO-0,25 tråd. Transformator T2 är gjord på en ringmagnetisk kärna K28x16x9 gjord av 3000NN ferrit. Lindning I - 120 varv PELSHO-0,15 tråd, och II och III - 6 varv PEL1110-0,56 tråd, lindad "i två trådar". Istället för PELSHO-tråd kan du använda PEV-2-tråd med lämplig diameter, men i det här fallet är det nödvändigt att lägga två eller tre lager lackerad duk mellan lindningarna.

Choke L4 innehåller 25 varv av tråd PEV-2-0,56, lindad på en ringmagnetisk kärna K12x6x4,5 gjord av 100NNH1 ferrit. Alla färdiga induktorer med en induktans på 30...60 μH för en mättnadsström på minst 3 A och en arbetsfrekvens på 20 kHz är också lämplig. Alla fasta motstånd är MJIT. Motstånd R4 - justerat, av vilken typ som helst. Kondensatorer C1...C4, C8 - K73-17, C5, C6, C9, SY - K50-24, resten - KM-6. Zenerdioden KS212K kan ersättas med KS212Zh eller KS512A. Dioder VD8, VD9 måste installeras på radiatorer med en spridningsarea på minst 20 cm2 vardera. Verkningsgraden för båda blocken kan ökas om, istället för KD213A-dioder, Schottky-dioder används, till exempel någon av KD2997-serien. I det här fallet kommer kylflänsar för dioder inte att krävas.

Principen att realisera sekundär effekt genom användning av ytterligare enheter som ger energi till kretsar har använts under ganska lång tid i de flesta elektriska apparater. Dessa enheter är nätaggregat. De tjänar till att omvandla spänningen till önskad nivå. PSU:er kan vara antingen inbyggda eller separata element. Det finns två principer för omvandling av el. Den första är baserad på användningen av analoga transformatorer, och den andra är baserad på användningen av switchande strömförsörjning. Skillnaden mellan dessa principer är ganska stor, men tyvärr förstår inte alla det. I den här artikeln kommer vi att ta reda på hur en switchande strömförsörjning fungerar och hur den skiljer sig så mycket från en analog. Låt oss börja. Gå!

Transformatorströmförsörjning var de första som dök upp. Deras funktionsprincip är att de ändrar spänningsstrukturen med hjälp av en krafttransformator, som är ansluten till ett 220 V-nätverk.Där reduceras amplituden för den sinusformade övertonen, som skickas vidare till likriktaranordningen. Därefter utjämnas spänningen av en parallellkopplad kondensator, som väljs enligt tillåten effekt. Spänningsreglering vid utgångsterminalerna säkerställs genom att trimmotståndens läge ändras.

Låt oss nu gå vidare till pulsströmförsörjning. De dök upp lite senare, men de fick omedelbart avsevärd popularitet på grund av ett antal positiva egenskaper, nämligen:

• Tillgänglighet av förpackningar;
• Pålitlighet;
• Möjlighet att utöka driftområdet för utspänningar.

Alla enheter som innehåller principen om pulserande strömförsörjning skiljer sig praktiskt taget inte från varandra.

Elementen i en pulsströmförsörjning är:

• Linjär strömförsörjning;
• Standby strömförsörjning;
• Generator (ZPI, kontroll);
• Nyckeltransistor;
• Optokopplare;
• Styrkretsar.

För att välja en strömförsörjning med en specifik uppsättning parametrar, använd ChipHunt-webbplatsen.

Låt oss äntligen ta reda på hur en strömförsörjning fungerar. Den använder principerna för interaktion mellan elementen i växelriktarkretsen och det är tack vare detta som en stabiliserad spänning uppnås.

Först får likriktaren en normal spänning på 220 V, sedan utjämnas amplituden med kapacitiva filterkondensatorer. Efter detta likriktas de passerande sinusoiderna av utgångsdiodbryggan. Sedan omvandlas sinusoiderna till högfrekventa pulser. Omvandlingen kan utföras antingen med galvanisk separation av strömförsörjningsnätet från utgångskretsarna, eller utan sådan isolering.

Om strömförsörjningen är galvaniskt isolerad, skickas högfrekventa signaler till en transformator, som utför galvanisk isolering. För att öka effektiviteten hos transformatorn höjs frekvensen.

Driften av en pulsströmförsörjning är baserad på interaktionen mellan tre kedjor:

• PWM-kontroller (styrg);
• En kaskad av strömbrytare (består av transistorer som är påslagna enligt en av tre kretsar: brygga, halvbrygga, med en mittpunkt);
• Pulstransformator (har primära och sekundära lindningar, som är monterade runt magnetkärnan).

Om strömförsörjningen är utan frånkoppling används inte högfrekventa isolationstransformatorn, och signalen matas direkt till lågpassfiltret.

Genom att jämföra switchande strömförsörjningar med analoga kan du se de uppenbara fördelarna med de förstnämnda. UPS:er har mindre vikt, medan deras effektivitet är betydligt högre. De har ett bredare matningsspänningsområde och inbyggt skydd. Kostnaden för sådana nätaggregat är vanligtvis lägre.

Nackdelar inkluderar närvaron av högfrekventa störningar och effektbegränsningar (både vid höga och låga belastningar).

Du kan kontrollera UPS:en med en vanlig glödlampa. Observera att du inte ska ansluta lampan till mellanrummet på fjärrtransistorn, eftersom primärlindningen inte är konstruerad för att passera likström, så den ska under inga omständigheter tillåtas passera.

Om lampan tänds, fungerar strömförsörjningen normalt, men om den inte tänds, fungerar inte strömförsörjningen. En kort blinkning indikerar att UPS-enheten är låst omedelbart efter start. Ett mycket starkt sken indikerar bristande stabilisering av utspänningen.

Nu kommer du att veta vad driftsprincipen för omkoppling och konventionella analoga strömförsörjningar är baserade på. Var och en av dem har sina egna strukturella och driftsegenskaper som bör förstås. Du kan också kontrollera UPS-enhetens prestanda med en vanlig glödlampa. Skriv i kommentarerna om den här artikeln var användbar för dig och ställ alla frågor du har om det diskuterade ämnet.