Складовий транзистор (схема Дарлінгтона та Шиклаї). Логічні елементи інтегральної інжекційної логіки

7.2 Транзистор VT1

Як транзистор VT1 використовуємо транзистор КТ339А з тією ж робочою точкою що і для транзистора VT2:

Візьмемо Rк = 100 (Ом).

Розрахуємо параметри еквівалентної схеми даного транзистора використовуючи формули 5.1 - 5.13 і 7.1 - 7.3.

Ск (треба) = Ск (пасп) * = 2 × = 1,41 (пФ), де

Ск(треб)-ємність колекторного переходу при заданому Uке0,

Ск(пасп)-довідкове значення ємності колектора при Uкэ(пасп).

rб = = 17,7 (Ом); gб==0,057 (Cм), де

rб-опір бази,

Довідкове значення постійного ланцюга зворотного зв'язку.

rе= ==6,54 (Ом), де

rе-опір емітера.

gбе===1,51(мСм), де

gбе-провідність база-емітер,

Довідкове значення статичного коефіцієнта передачі струму у схемі із загальним емітером.

Cе===0,803 (пФ), де

Cе-ємність емітера,

fт-довідкове значення граничної частоти транзистора, при якій =1

Ri = = 1000 (Ом), де

Ri-вихідний опір транзистора,

Uкэ0(доп), Iк0(доп)-відповідно паспортні значення допустимої напруги на колекторі та постійної складової струму колектора.

- Вхідний опір і вхідна ємність каскаду, що навантажує.

Верхня гранична частота за умови, що на кожен каскад припадає по 0,75 дБ спотворень. Дане значення f задовольняє технічним завданням. Немає потреби в корекції.

7.2.1 Розрахунок схеми термостабілізації

Як було сказано в пункті 7.1.1, у даному підсилювачі найбільш прийнятна емітерна термостабілізація оскільки транзистор КТ339А є малопотужним, крім того емітерна стабілізація проста в реалізації. Схема емітерної термостабілізації наведена малюнку 4.1.

Порядок розрахунку:

1. Виберемо напругу емітера, струм дільника та напругу живлення;

2. Потім розрахуємо.

Струм дільника вибирається рівним, де - базовий струм транзистора і обчислюється за формулою:

Напруга живлення розраховується за формулою: (В)

Розрахунок величин резисторів провадиться за такими формулами:

8. Спотворення, що вносяться вхідним ланцюгом

Принципова схема вхідного ланцюга каскаду наведено на рис. 8.1.

Рисунок 8.1 – Принципова схема вхідного ланцюга каскаду

За умови апроксимації вхідного опору каскаду паралельним RC-ланцюгом коефіцієнт передачі вхідного ланцюга в області верхніх частот описується виразом:

- Вхідний опір та вхідна ємність каскаду.

Значення вхідного ланцюга розраховується за формулою (5.13), де замість підставляється величина.

9. Розрахунок З ф, R ф, З р

У принциповій схемі підсилювача передбачено чотири розділові конденсатори і три конденсатори стабілізації. У технічному завданні сказано, що спотворення плоскої вершини імпульсу повинні становити не більше 5%. Отже, кожен розділовий конденсатор повинен спотворювати плоску вершину імпульсу не більше ніж на 0.71%.

Спотворення плоскої вершини обчислюються за формулою:

де і - тривалість імпульсу.

Обчислимо τ н:

τ н і С р пов'язані співвідношенням:

де R л, R п - опір ліворуч і праворуч від ємності.

Обчислимо З р. Опір входу першого каскаду дорівнює опору паралельно з'єднаних опорів: вхідного транзисторного, Rб1 і Rб2.

R п = R вх | | R б1 | | R б2 = 628 (Ом)

Опір виходу першого каскаду дорівнює паралельному з'єднанню Rк і вихідного опору транзистора Ri.

R л = Rк | | Ri = 90,3 (Ом)

R п = R вх | | R б1 | | R б2 = 620 (Ом)

R л =Rк||Ri=444(Ом)

R п = R вх | | R б1 | | R б2 = 48 (Ом)

R л = Rк | | Ri = 71 (Ом)

R п = R н = 75 (Ом)

де Р1 - розділовий конденсатор між Rг і першим каскадом, 12 - між першим і другим каскадом, 23 - між другим і третім, 3 - між кінцевим каскадом і навантаженням. Поставивши решту ємностей по 479∙10 -9 Ф, ми забезпечимо спад, менше необхідного.

Обчислимо R ф і С ф (U RФ = 1В):

10. Висновок

В даному курсовому проекті розроблено імпульсний підсилювач з використанням транзисторів 2Т602А, КТ339А, що має наступні технічні характеристики:

Верхня гранична частота 14МГц;

Коефіцієнт посилення 64 дБ;

Опір генератора та навантаження 75 Ом;

Напруга живлення 18 ст.

Схема підсилювача представлена ​​малюнку 10.1.

Рисунок 10.1 – Схема підсилювача

При обчисленні показників підсилювача використовувалося таке програмне забезпечення: MathCad, Work Bench.

Література

1. Напівпровідникові прилади. Транзистори середньої та великої потужності: Довідник/А.А. Зайцев, А.І. Міркін, В.В. Мокряков та ін. За редакцією А.В. Голомедова.-М.: Радіо та Зв'язок, 1989.-640с.

2. Розрахунок елементів високочастотної корекції підсилювальних каскадів на біполярних транзисторах. Навчально-методичний посібник з курсового проектування для студентів радіотехнічних спеціальностей / О.О. Тітов, Томськ: Том. держ. ун-т систем управління та радіоелектроніки, 2002. – 45с.

Робочої прямої. Робоча пряма проходить через точки Uкэ=Eк і Iк=Eк÷Rн і перетинає графіки вихідних характеристик (струми бази). Для досягнення найбільшої амплітуди при розрахунку імпульсного підсилювача робоча точка була обрана ближче до найменшої напруги, оскільки у кінцевого каскаду імпульс буде негативний. За графіком вихідних характеристик (рис.1) знайшли значення IКпост=4,5 мА, ...

Розрахунок Сф, Rф, Ср 10. Висновок Література ТЕХНІЧНЕ ЗАВДАННЯ № 2 курсове проектування з дисципліни “Схемотехніка АЭУ” студенту гр.180 Курманову Б.А. Тема проекту Імпульсний підсилювач Опір генератора Rг = 75 Ом. Коефіцієнт посилення K = 25 дБ. Тривалість імпульсу 05 мкс. Полярність "позитивна". Добре 2. Час встановлення 25 нс. Викид...

Що для узгодження з опіром навантаження необхідно після підсилювального каскадів поставити емітерний повторювач, накреслимо схему підсилювача: 2.2 Розрахунок статичного режиму підсилювача Розраховуємо перший підсилювальний каскад. Вибираємо робочу точку для першого підсилювального каскаду. Її характеристики: ...

Опір джерела вхідного сигналу, тому зміна умови оптимальності при опроміненні не призводить до додаткового збільшення шуму. Радіаційні ефекти в ІОУ. Вплив ІІ на параметри ІОУ. Інтегральні операційні підсилювачі (ІОУ) є високоякісними прецизійними підсилювачами, які відносяться до класу універсальних і багатофункціональних аналогових...

Якщо взяти, наприклад, транзистор MJE3055Tу нього максимальний струм 10А, а коефіцієнт посилення всього близько 50, відповідно, щоб він відкрився повністю, йому треба вкачати в базу струм близько двохсот міліампер. Звичайний висновок МК стільки не потягне, а якщо включити між ними послабше транзистор (який-небудь BC337), здатний протягнути ці 200мА, то запросто. Але це так, щоби знав. Раптом доведеться городити управління з підручного мотлоху — стане в нагоді.

На практиці зазвичай використовуються готові транзисторні зборки. Зовнішньо від звичайного транзистора нічим не відрізняється. Такий самий корпус, такі ж три ніжки. Ось тільки мощі в ньому боляче дофіга, а мікроскопічний керуючий струм:) У прайсах зазвичай не морочаться і пишуть просто - транзистор Дарлігнтона або складовий транзистор.

Наприклад пара BDW93C(NPN) та BDW94С(PNP) Ось їхня внутрішня структура з даташиту.

Мало того, існують складання дарлінгтонів. Коли в один корпус пакують відразу кілька. Незамінна річ коли треба керувати якимось потужним світлодіодним таблом або кроковим двигуном (). Відмінний приклад такого збирання - дуже популярна і легко доступна ULN2003, здатна протягнути до 500 мА на кожне зі своїх семи збірок. Виходи можна включати в паралель, щоб підвищити граничний струм. Отже, одна ULN може протягнути через себе аж 3.5А, якщо запаралелити всі її входи та виходи. Що мені в ній тішить - вихід навпроти входу, дуже зручно під неї розводити плату. Безпосередньо.

У датасіті вказана внутрішня структура цієї мікросхеми. Як бачиш, тут також є захисні діоди. Незважаючи на те, що намальовані операційні підсилювачі, тут вихід типу відкритий колектор. Тобто він уміє замикати лише на землю. Що стає ясно з того ж даташита, якщо подивитися на структуру одного вентиля.

На рис. 2.16 показано схему логічного елемента з індукованим каналом типу n (так звана n МДП - технологія). Основні транзистори VT 1 та VT 2 включені послідовно, транзистор VT 3 виконує роль навантаження. У випадку, коли на обох входах елемента діє висока напруга U 1 (х 1 =1, х 2 =1), обидва транзистори VT 1 і VT 2 виявляються відкритими і на виході встановлюється низька напруга U 0 . В інших випадках хоча б один з транзисторів VT 1 або VT 2 закритий і на виході встановлюється напруга U 1 . Таким чином, елемент виконує логічну функцію І-НЕ.

На рис. 2.17 наведена схема елемента АБО-НЕ. На його виході встановлюється низька напруга U 0 якщо хоча б на одному з входів діє висока напруга U 1 , що відкриває один з основних транзисторів VT 1 і VT 2 .

Наведена на рис. 2.18 схема являє собою схему елемента АБО-НЕ КМДП-технології. У ній транзистори VT 1 і VT 2 - основні транзистори VT 3 і VT 4 - навантажувальні. Нехай висока напруга U 1 . При цьому транзистор VT 2 відкритий, транзистор VT 4 закритий незалежно від рівня напруги на іншому вході і стану інших транзисторів на виході встановлюється низька напруга U 0 . Елемент реалізує логічну операцію АБО-НЕ.

КМПД-схема характеризується дуже малим споживаним струмом (а отже, і потужності) від джерел живлення.

Логічні елементи інтегральної інжекційної логіки

На рис. 2.19 показано топологію логічного елемента інтегральної інжекційної логіки (І 2 Л). Для створення такої структури потрібні дві фази дифузії в кремнії з провідністю n-типу: у процесі першої фази утворюються області p 1 і p 2 другої фази - області n 2 .

Елемент має структуру p1-n1-p2-n1. Таку чотиришарову структуру зручно розглядати, представивши її з'єднанням двох звичайних тришарових транзисторних структур:

p 1 -n 1 -p 2 n 1 -p 2 -n 1

Відповідна такому уявленню схема показано на рис.2.20,а. Розглянемо роботу елемента за цією схемою.

Транзистор VT 2 зі структурою типу n 1 -p 2 -n 1 виконує функції інвертора, має кілька виходів (кожен колектор утворює окремий вихід елемента за схемою з відкритим колектором).

Транзистор VT 2 інжектороммає структуру типу p 1 -n 1 -p 2 . Так як область n 1 у цих транзисторів загальна, емітер транзистора VT 2 має бути з'єднаний з базою транзистора VT 1; наявність загальної області p 2 призводить до необхідності з'єднання бази транзистора VT 2 колектором транзистора VT 1 . Так утворюється з'єднання транзисторів VT 1 і VT 2 показане на рис.2.20,а.

Так як на емітері транзистора VT 1 діє позитивний потенціал, а база знаходиться під нульовим потенціалом, емітерний перехід виявляється усунутим у прямому напрямку і транзистор відкритий.

Колекторний струм цього транзистора може замкнутися через транзистор VT 3 (інвертор попереднього елемента), або через емітерний перехід транзистора VT 2 .

Якщо попередній логічний елемент знаходиться у відкритому стані (відкритий транзистор VT 3), то на вході даного елемента низький рівень напруги, який діючи на базі VT 2 утримує цей транзистор у закритому стані. Струм інжектора VT 1 замикається через транзистор VT 3. При закритому стані попереднього логічного елемента (закритий транзистор VT 3) колекторний струм інжектора VT 1 втікає в базу транзистора VT 2 і цей транзистор встановлюється у відкритий стан.

Таким чином, при закритому транзистор VT 3 VT 2 відкритий і, навпаки, при відкритому транзистор VT 3 транзистор VT 2 закритий. Відкритий стан елемента відповідає стану лог.0, закрите - сотсоянню лог.1.

Інжектор є джерелом постійного струму (який може бути загальним групи елементів). Часто користуються умовним графічним позначенням елемента, представленим на рис. 2.21,б.

На рис. 2.21,а показана схема, що реалізує операцію АБО-НЕ. З'єднання колекторів елементів відповідає виконанню операції так званого монтажного І. Дійсно, достатньо, щоб хоча б один з елементів знаходився у відкритому стані (стан лог.0), тоді струм інжектора наступного елемента замикатиметься через відкритий інвертор і на об'єднаному виході елементів встановиться низький рівень лог.0. Отже, цьому виході формується величина, відповідна логічного виразу х 1 ·х 2 . Застосування щодо нього перетворення де Моргана призводить до виразу х 1 ·х 2 = . Отже, це з'єднання елементів дійсно реалізує операцію АБО-НЕ.

Логічні елементи І 2 Л мають такі переваги:

забезпечують високий рівень інтеграції; при виготовленні схем І 2 Л використовуються ті ж технологічні процеси, що і при виробництві інтегральних схем на біполярних транзисторах, але менша кількість технологічних операцій і необхідних фотошаблонів;

використовується знижена напруга (близько 1В);

забезпечують можливість обміну в широких межах потужності на швидкодію (можна змінювати на кілька порядків потужність, що споживається, що відповідно призведе до зміни швидкодії);

добре узгоджуються з елементами ТТЛ.

На рис. 2.21 б показана схема переходу від елементів І 2 Л до елементу ТТЛ.

Базовим логічним елементом серій є логічний елемент І-НЕ. На рис. 2.3 наведено схеми трьох початкових елементів І-НЕ ТТЛ. Усі схеми містять три основні каскади: вхідний на транзисторі VT1, що реалізує логічну функцію І; фазороздільний на транзисторі VT2та двотактний вихідний каскад.

Рис 2.3.a. Принципова схема базового елемента серії К131

Принцип роботи логічного елемента серії К131 (рис. 2.3.а) наступний: при вступі на будь-який із входів сигналу низького рівня (0 – 0,4В), базо-емітерний перехід багатоемітерного транзистора VT1 зміщується у прямому напрямку (відмикається), і практично весь Струм, що протікає через резистор R1, відгалужується на "землю", внаслідок чого VT2 закривається і працює в режимі відсічення. Струм, що протікає через резистор R2, насичує основу транзистора VT3. Транзистори VT3 і VT4 підключені згідно з схемою Дарлінгтона, утворюють складовий транзистор, який є емітерним повторювачем. Він виконує функцію вихідного каскаду посилення потужності сигналу. На виході схеми утворюється сигнал логічного рівня.

Якщо на всі входи подається сигнал високого рівня, базо-емітерний перехід багатоемітерного транзистора VT1 знаходиться в закритому режимі. Струм, що протікає, через резистор R1 насичує базу транзистора VT1, внаслідок чого відмикається транзистор VT5 і на виході схеми встановлюється рівень логічного нуля.

Оскільки в момент перемикання транзистори VT4 і VT5 відкриті і через них протікає великий струм, схему введено обмежувальний резистор R5.

VT2, R2 і R3 утворюють фазороздільний каскад. Він необхідний для послідовного включення вихідних n-p-n транзисторів. Каскад має два виходи: колекторний та емітерний, сигнали на яких протифазні.

Діоди VD1 – VD3 є захистом від негативних імпульсів.

Рис 2.3.б, ст. Принципові схеми базових елементів серій К155 та K134

У мікросхемах серій К155 і К134 вихідний каскад побудований на не складеному повторювачі (тільки транзистор VT3) і транзисторі, що насичується VT5із введенням діода зсуву рівня VD4(Рис. 2.3, б, в). Два останні каскади утворюють складний інвертор, що реалізує логічну операцію НЕ. Якщо ввести два фазорозділові каскади, то реалізується функція АБО-НЕ.

На рис. 2.3 а показаний базовий логічний елемент серії К131 (закордонний аналог - 74Н). Базовий елемент серії К155 (закордонний аналог – 74) показаний на рис. 2.3, б, але в рис. 2.3 в - елемент серії К134 (закордонний аналог - 74L). Нині ці серії практично не розвиваються.

Мікросхеми ТТЛ первісної розробки стали активно замінюватись на мікросхеми ТТЛШ, які мають у внутрішній структурі переходи з бар'єром Шотки. В основі транзистора з переходом Шотки лежить відома схема ненасиченого транзисторного ключа (рис. 2.4.а).

Рис. 2.4. Пояснення принципу отримання структури із переходом Шотки:
a – ненасичений транзисторний ключ; б - транзистор із діодом Шотки; - символ транзистора Шотки.

Щоб транзистор не входив у насичення, між колектором та базою включають діод. Застосування діода зворотний зв'язок усунення насичення транзистора вперше запропоновано Б. Н. Кононовим Однак у разі може збільшитися до 1 У. Ідеальним діодом є діод з бар'єром Шотки. Він являє собою контакт, утворений між металом та злегка легованим n-напівпровідником. У металі лише частина електронів є вільними (ті, що знаходяться поза зоною валентності). У напівпровіднику вільні електрони існують межі провідності, створеної додаванням атомів домішки. За відсутності напруги зміщення кількість електронів, що перетинають бар'єр з обох сторін, однакова, тобто струм відсутній. При прямому зміщенні електрони мають енергію для перетину потенційного бар'єру і проходження в метал. Зі збільшенням напруги усунення ширина бар'єру зменшується і прямий струм швидко зростає.

При зворотному усуненні електронів у напівпровіднику потрібно більше енергії подолання потенційного бар'єру. Для електронів у металі потенційний бар'єр залежить від напруги усунення, тому протікає невеликий зворотний струм, який залишається постійним до настання лавинного пробою.

Струм у діодах Шотки визначається основними носіями тому він більше при тому самому прямому зміщенні а, отже, пряме падіння напруги на діоді Шотки менше, ніж на звичайному p-n переході при даному струмі. Таким чином, діод Шотки має порогову напругу відкривання порядку (0,2-0,3) на відміну від порогової напруги звичайного кремнієвого діода 0,7 і значно знижує час життя неосновних носіїв в напівпровіднику.

У схемі рис. 2.4 б транзистор VT1утримується від переходу в насичення діодом Шатки з низьким порогом відкривання (0.2...0.3), тому напруга підвищиться мало в порівнянні з насиченим транзистором VT1. На рис. 2.4 показана схема з «транзистором Шотки». На основі транзисторів Шотки випущено мікросхеми двох основних серій ТТЛШ (рис. 2.5)

На рис. 2.5 а показана схема швидкодіючого логічного елемента, що застосовується як основа мікросхем серії К531 (закордонний аналог - 74S), (S - початкова буква прізвища німецького фізика Шотки (Schottky)). У цьому елементі в емітерний ланцюг фазорозділювального каскаду, виконаного на транзисторі VT2, увімкнений генератор струму - транзистор VT6з резисторами R4і R5. Це дозволяє підвищити швидкодію логічного елемента. В іншому цей логічний елемент аналогічний базовому елементу серії К131. Проте запровадження транзисторів Шотки дозволило зменшити tзд.рудвічі.

На рис. 2.5 б показана схема базового.логічного елемента серії К555 (закордонний аналог - 74LS) . У цій схемі замість багатоемітерного транзистора на вході використано матрицю діодів Шотки. Введення діодів Шатки виключає накопичення зайвих базових зарядів, що збільшують час вимкнення транзистора, та забезпечує стабільність часу перемикання в діапазоні температур.

Резистор R6 верхнього плеча вихідного каскаду створює необхідну напругу на базі транзистора VT3для його відкриття. Для зменшення споживаної потужності, коли логічний елемент закритий () , резистор R6підключіть не до загальної шини, а до виходу елемента.

Діод VD7, включений послідовно з R6і паралельно резистори колекторного навантаження фазорозділювального каскаду R2дозволяє зменшити затримку включення схеми за рахунок використання частини енергії, запасеної в ємності навантаження, для збільшення струму колектора транзистора VT1у перехідному режимі.

Транзистор VT3реалізується без діодів Шoтки, тому що він працює в активному режимі (емітерний повторювач).

Складовий транзистор (транзистор Дарлінгтона) - об'єднання двох або більше біполярних транзисторів з метою збільшення коефіцієнта посилення струму. Такий транзистор використовується у схемах, що працюють з великими струмами (наприклад, схемах стабілізаторів напруги, вихідних каскадів підсилювачів потужності) і у вхідних каскадах підсилювачів, якщо необхідно забезпечити великий вхідний імпеданс.

Умовне позначення складеного транзистора

Складовий транзистор має три висновки (база, емітер та колектор), які еквівалентні висновкам звичайного одиночного транзистора. Коефіцієнт посилення по струму типового складеного транзистора (іноді помилково званого «супербету»), у потужних транзисторів ≈ 1000 і малопотужних транзисторів ≈ 50000. Це означає, що невеликого струму бази достатньо для того, щоб складовий транзистор відкрився.

На відміну від біполярних, польові транзистори не використовують у складовому включенні. Об'єднувати польові транзистори немає необхідності, оскільки вони і без того мають надзвичайно малий вхідний струм. Однак існують схеми (наприклад, біполярний транзистор із ізольованим затвором), де спільно застосовуються польові та біполярні транзистори. У певному сенсі, такі схеми можна вважати складовими транзисторами. Також для складеного транзистораДосягти підвищення значення коефіцієнта посилення можна, зменшивши товщину бази, але це становить певні технологічні труднощі.

прикладом супербета (супер-β)транзисторів може бути серія КТ3102, КТ3107. Однак їх також можна поєднувати за схемою Дарлінгтона. При цьому базовий струм зміщення можна зробити рівним лише 50 пкА (прикладами таких схем служать операційні підсилювачі типу LM111 і LM316).

Фото типового підсилювача на складових транзисторах

Схема Дарлінгтона

Один із видів такого транзистора винайшов інженер-електрик Сідні Дарлінгтон (Sidney Darlington).

Принципова схема складеного транзистора

Складовий транзистор є каскадним з'єднанням кількох транзисторів, включених таким чином, що навантаженням в емітері попереднього каскаду є перехід база-емітер транзистора наступного каскаду, тобто транзистори з'єднуються колекторами, а вхідний емітер вихідного транзистора з'єднується. Крім того, у складі схеми для прискорення закривання може використовуватися резистивне навантаження першого транзистора. Таке з'єднання в цілому розглядають як один транзистор, коефіцієнт посилення струму якого при роботі транзисторів в активному режимі приблизно дорівнює добутку коефіцієнтів посилення першого і другого транзисторів:

β с = β 1 ∙ β 2

Покажемо, що складовий транзистор справді має коефіцієнтβ значно більший, ніж у його обох компонентів. Задаючи прирістdlб= dlб1, отримуємо:

dlе1 = (1 + β 1) ∙ dlб= dlб2

dlдо= dlк1+ dlк2= β 1 ∙ dlб+ β 2 ∙ ((1 + β 1) ∙ dlб)

Ділячи dl дона dlб, знаходимо результуючий диференціальний коефіцієнт передачі:

β Σ = β 1 + β 2 + β 1 ∙ β 2

Оскільки завждиβ >1 , можна вважати:

β Σ = β 1 ∙ β 1

Слід наголосити, що коефіцієнтиβ 1 і β 1 можуть відрізнятися навіть у разі однотипних транзисторів, оскільки струм емітераI е2в 1 + β 2разів більше струму емітераI е1(це випливає з очевидної рівностіI б2 = I е1).

Схема Шиклаї

Парі Дарлінгтона подібно до з'єднання транзисторів за схемою Шиклаї, назване так на честь його винахідника Джорджа Шиклаї, також іноді зване комплементарним транзистором Дарлінгтона. На відміну від схеми Дарлінгтона, що складається з двох транзистори одного типу провідності, схема Шиклаї містить транзистори різної полярності ( p - n - p і n - p - n ). Пара Шиклаї поводиться як n – p – n -Транзистор з великим коефіцієнтом посилення Вхідна напруга - це напруга між базою і емітером транзистора Q1, а напруга насичення дорівнює принаймні падіння напруги на діоді. Між базою та емітером транзистора Q2 рекомендується включати резистор з невеликим опором. Така схема застосовується у потужних двотактних вихідних каскадах під час використання вихідних транзисторів однієї полярності.

Каскад Шиклаї, подібний до транзистора з n – p – n переходом

Каскодна схема

Складовий транзистор, виконаний за так званою каскодною схемою, характеризується тим, що транзистор VT1 включений за схемою із загальним емітером, а транзистор VT2 - за схемою із загальною базою. Такий складовий транзистор еквівалентний одиночному транзистору, включеному за схемою із загальним емітером, але при цьому він має набагато кращі частотні властивості і велику неспотворену потужність у навантаженні, а також дозволяє значно зменшити ефект Міллера (збільшення еквівалентної ємності інвертуючого на вхід даного елемента при вимкненні).

Переваги та недоліки складених транзисторів

Високі значення коефіцієнта посилення у складових транзисторах реалізуються лише статичному режимі, тому складові транзистори знайшли широке застосування у вхідних каскадах операційних підсилювачів. У схемах на високих частотах складові транзистори вже не мають таких переваг - гранична частота посилення струму і швидкодія складових транзисторів менше, ніж ці параметри для кожного з транзисторів VT1 і VT2.

Переваги:

а)Високий коефіцієнт посилення струму.

б)Cхема Дарлінгтона виготовляється як інтегральних схем і за однаковому струмі робоча поверхня кремнію менше, ніж в біполярних транзисторів. Дані схеми становлять великий інтерес при високих напругах.

Недоліки:

а)Низька швидкодія, особливо переходу з відкритого стану до закритого. Тому складові транзистори використовуються переважно в низькочастотних ключових і підсилювальних схемах, на високих частотах їх параметри гірші, ніж у одиночного транзистора.

б)Пряме падіння напруги на переході база-емітер у схемі Дарлінгтона майже вдвічі більше, ніж у звичайному транзисторі, і становить для кремнієвих транзисторів близько 1,2 - 1,4 (не може бути менше, ніж подвоєне падіння напруги на p-n переході) .

в)Велика напруга насичення колектор-емітер для кремнієвого транзистора близько 0,9 В (порівняно з 0,2 В у звичайних транзисторів) для малопотужних транзисторів і близько 2 В для транзисторів великої потужності (не може бути менше ніж падіння напруги на p-n переході плюс падіння напруги на насиченому вхідному транзисторі).

Застосування резистора навантаження R1 дозволяє поліпшити деякі характеристики складеного транзистора. Величина резистора вибирається з таким розрахунком, щоб струм колектор-емітер транзистора VT1 у закритому стані створював на резисторі падіння напруги, недостатнє для відкриття транзистора VT2. Таким чином, струм витоку транзистора VT1 не посилюється транзистором VT2, тим самим зменшується загальний струм колектор-емітер складеного транзистора в закритому стані. Крім того, застосування резистора R1 сприяє збільшенню швидкодії складеного транзистора рахунок форсування закриття транзистора VT2. Зазвичай опір R1 становить сотні Ом у потужному транзисторі Дарлінгтона і кілька ком в малосигнальному транзисторі Дарлінгтона. Прикладом схеми з емітерним резистором служить потужний n-p-n - транзистор Дарлінгтон типу кт825, його коефіцієнт посилення по струму дорівнює 10000 (типове значення) для колекторного струму, що дорівнює 10 А.