Побудова високоефективних квазірезонансних джерел живлення із синхронним випрямленням на основі контролерів Renesas HA16163. Все про імпульсний блок живлення Резонансні джерела живлення з високим ккд схема

Ця стаття була підготовлена ​​на основі матеріалів, надісланих Олександром Германовичем Семеновим, директором науково-виробничого російсько-молдавського підприємства "Елкон", м.Кишинів. У підготовці статті також взяв участь головний інженер підприємства Олександр Анатолійович Пенін. Олександр Германович пише:
"Спеціалізуючись в галузі джерел живлення, нам вдалося створити спосіб побудови резонансних перетворювачів з глибоким регулюванням вихідних параметрів, що відрізняється від відомих досі. На даний спосіб отримано міжнародний патент. Найбільш повно переваги способу виявляються при побудові потужних - від 500 до десятків кіловат - джерел Перетворювач не вимагає схем швидкого захисту від КЗ на виході, оскільки в ньому практично не виникає режиму розриву струму ключів у будь-якому режимі, також усунута можливість виникнення наскрізних струмів. конденсатор фільтру живлячого мережного випрямляча на вихід перетворювача, що дозволило отримати коефіцієнт потужності на рівні 0.92-0.96 в залежності від навантаження. електрохімзахисту - станцій катодного захисту марки "Елкон". Потужність 600, 1500, 3000 та 5000 ват. ККД у номінальному режимі на рівні 0.93-095. СКЗ пройшли сертифікаційні випробування у НВО "ЗЛІТ". Йде повільне, тягуче використання. Усе це підтверджує життєвість ідеї. Однак, як на мене, для досягнення комерційного успіху необхідна популяризація ідеї з метою привернення до неї уваги».
Що ж, допомогти колегам завжди приємно, тим більше що ідея, закладена в основу продукції "Елкон", відрізняється новизною.

В даний час прилади та пристрої силової електроніки, що розробляються для професійного застосування, активно оптимізують за такими критеріями як маса, габарити, коефіцієнт корисної дії, надійність, вартість. Ці вимоги неухильно посилюються, тобто замовник хоче мати прилад з мінімальними габаритами та масою, і при цьому – з високим ККД, високою надійністю та низькою вартістю.

З метою покращення споживчих властивостей виробів доводиться вдаватися до відомих заходів: підвищувати робочі частоти перетворення, зменшувати втрати потужності на силових елементах, знижувати чи виключати динамічні навантаження в силовій частині схеми. Найчастіше ці заходи суперечать один одному, і для досягнення певних результатів розробник іде на деякий, часом дуже непростий компроміс. Тому подальша оптимізація параметрів перетворювальної техніки можлива лише з допомогою переходу нові принципи побудови цих устройств.

Щоб зрозуміти, принципово чим відрізняється метод регулювання напруги, пропонований "Елкон", яка новизна укладена в ньому, спочатку поговоримо про класичну побудову регуляторів. Перетворювачі постійної напруги в постійне (DC/DC перетворювачі), що є значним за обсягом класом пристроїв з області силової електроніки, традиційно будуються за наступною схемою: первинна ланка здійснює перетворення постійної напруги змінної високої частоти; вторинна ланка здійснює перетворення змінної напруги на постійне. У складі перетворювача зазвичай є регулятор, що керує величиною вихідної постійної напруги або підтримує його на необхідному рівні.

Високочастотне перетворення може здійснюватися за допомогою різних схем, але якщо говорити про двотактні схеми, то тут можна назвати два типи: схеми з прямокутною формою струму силових ключів і резонансні з синусоїдальної (або квазісинусоїдальної) формою струму ключів.

Ефективність роботи перетворювачів значною мірою визначається динамічними комутаційними втратами силових елементах при комутації робочих значень струмів. Досвід розробки перетворювачів потужністю понад 100 Вт показує, що зменшити ці втрати вдається в основному за рахунок використання комутаційних елементів (транзисторів) з низьким часом перемикання та за рахунок формування правильної траєкторії їх перемикання. Існуюча на сьогоднішній момент елементна база, звичайно, має досить високі динамічні характеристики, але, проте, вони ще далекі від ідеальних. Тому часто технологічні обмеження призводять до значних перенапруження на елементах силової схеми, а значить, знижується загальна надійність перетворювача.

Формування правильної траєкторії перемикання - важливе завдання, яке також значною мірою може знизити комутаційні перенапруги. Цей метод забезпечує так звану "м'яку" комутацію шляхом перерозподілу енергії між власне силовою частиною комутаційного елемента (транзисторного ключа) та формуючим елементом. Зменшення втрат відбувається за рахунок повернення накопиченої ними енергії. Нагадаємо, що відомими представниками формують елементів є всілякі RCD-ланцюги, резистори, що гасять, снаббери і т.д.

Практика розробки реальних перетворювачів показує, що при створенні пристрою з номінальною потужністю сотні-тисячі ватів доводиться буквально "датися" за кожен ват ефективної потужності, максимально знижувати теплові втрати, що знижують загальний ККД перетворювача.

Ще одна проблема відноситься до необхідності швидкодіючого захисту від короткого замикання (КЗ) в навантаженні. Проблема полягає, головним чином, у тому, що занадто швидкодіючий захист стає надто схильним до помилкових спрацьовувань, відключаючи перетворювач навіть тоді, коли ніякої небезпеки для нього не виникає. Занадто повільний захист стійкий до помилкових спрацьовувань, але навряд чи захистить прилад. Доводиться витрачати чимало зусиль на проектування оптимального захисту.

У зв'язку з вищевикладеним, класичний високочастотний перетворювач виявляється не зовсім відповідає сучасним вимогам, що висуваються до силової перетворювальної техніки. Виникає необхідність пошуку нових засобів побудови цих приладів.

Останнім часом інженери звернули увагу на резонансні перетворювачі як на пристрої з великими потенційними можливостями. У резонансних перетворювачах принципово менші динамічні втрати, вони створюють набагато менше перешкод, оскільки перемикання відбувається не прямими фронтами, багатими гармоніками, а з гладкою формою сигналу, близькою до синусоїдальної . Резонансні перетворювачі більш надійні, їм не потрібно швидкодіючий захист від короткого замикання (КЗ) у навантаженні, оскільки обмеження струму КЗ відбувається природним чином. Щоправда, через синусоїдальну форму струму дещо зростають статичні втрати в силових елементах, але оскільки резонансні перетворювачі не такі вимогливі до динаміки перемикання силових елементів, можуть бути використані транзистори IGBT standard-класу, у яких напруга насичення менша, ніж у warp-speed IGBT -транзисторів. Можна згадати і про СІТ-транзисторів і навіть про біполярні, хоча, на думку автора сайту, про останні краще в цьому контексті не згадувати.

З погляду побудови силової схеми резонансні перетворювачі виходять простими та надійними. Однак досі вони не змогли витіснити звичайні напівмостові та мостові перетворювачі через принципові проблеми з регулюванням вихідної напруги. Звичайні перетворювачі використовують принцип регулювання на основі широтно-імпульсної модуляції (ШІМ), і тут не виникає жодних складнощів. У резонансних перетворювачах використання ШІМ та інших спеціальних методів (наприклад, частотного регулювання за рахунок зміни частоти комутації) призводить до збільшення динамічних втрат, які в деяких випадках стають співмірними або навіть перевищують втрати в класичних перетворювачах. Використання формуючих ланцюгів виправдовує себе в обмеженому діапазоні частот і при дуже невеликій глибині регулювання. Зустрічається більш ефективний спосіб, заснований на значному зменшенні частоти комутації, що призводить до зменшення середнього струму навантаження, а значить, і вихідної потужності. Але цей спосіб частотного регулювання також можна назвати компромісним, а значить недостатньо задовольняє сучасним вимогам.

І все ж таки резонансні перетворювачі виявилися настільки привабливими, що було придумано ще кілька способів підвищити їх ККД та глибину регулювання. На жаль, і ці ідеї показали себе недостатньо ефективними. Використання додаткового імпульсного регулятора, що встановлюється на виході, призводить до необхідності використання ще однієї ланки перетворення, а значить знижує ККД. Конструкція з перемиканням витків трансформатора знов-таки значно ускладнює перетворювач, підвищує його вартість і унеможливлює використання в областях широкого споживання.

Зі сказаного можна зробити висновок, що основна проблема, що заважає широкому поширенню резонансних перетворювачів, криється у створенні ефективного способу глибокого регулювання вихідної напруги. Якщо ця проблема буде вирішена, вдасться значно покращити характеристики пристроїв силової електроніки, їх подальшому поширенню вже освоєні і нові області застосування перетворювальної техніки.

Фахівцям підприємства "Елкон" вдалося значною мірою просунутися у дослідженнях способу регулювання шляхом зменшення частоти комутації. Саме цей спосіб був узятий за основу, тому що в ньому зберігається основна перевага резонансної схеми - комутаційні перемикання при нульовому струмі. Вивчення процесів, що відбуваються у звичайному резонансному перетворювачі, дозволило уточнити його схему та знайти більш ефективний механізм регулювання у широкому діапазоні навантажень та прийнятному діапазоні частот, що склало основу міжнародного патенту. Крім цього вдалося досягти однакової амплітуди струмів силових транзистори як в режимі номінального навантаження, так і в режимі КЗ, відсутності наскрізних струмів через силові транзистори навіть на максимальній частоті комутації, "м'якої" навантажувальної характеристики (набагато краще, ніж у звичайного резонансного перетворювача).

Повна схема модернізованого резонансного перетворювача є предметом "ноу-хау" підприємства "Елкон", проте, щоб читачеві було зрозуміло, в чому полягає вдосконалення, наводяться дані з патенту "Спосіб регульованого резонансного перетворення постійної напруги".

Винахід призначається для реалізації потужних, дешевих і ефективних високочастотних регульованих транзисторних резонансних перетворювачів напруги різного застосування. Це можуть бути зварювальні перетворювачі, установки індукційного нагріву, радіопередавальні пристрої та інше.

Є прототип регульованого резонансного перетворювача напруги, опублікований . У прототипі: створюється коливання з власним періодом і періодом комутації силових ключів Тк; використовується ємнісний та індуктивний накопичувачі енергії із споживанням від джерела постійної напруги та передачі частини енергії у навантаження з випрямлячем; регулювання напруги здійснюється за рахунок розладу від резонансу з періодом власних коливань То частоти комутації ключів Тк, близької до То.

Як вже було сказано вище, розлад призводить до значного збільшення динамічних втрат і в цілому знижує надійність перетворювача, так як при розладі втрачається головна перевага резонансного перетворювача - комутація при нульових струмах. Усе це призводить до того, що спосіб доцільно використовувати лише малопотужних перетворювачах.

Є ближчий прототип, опублікований у роботі . У цьому прототипі також створюється коливання з власним періодом і періодом комутації ключів Тк, але Тк>То; використовується ємнісний та індуктивний накопичувачі енергії із споживанням від джерела постійної напруги та передачі частини енергії у навантаження з випрямлячем; вихідна напруга регулюється за рахунок зміни періоду комутації Тк. Однак тут надлишок енергії ємнісного накопичувача повертається назад у джерело живлення за рахунок розряду ємнісного накопичувача через навантаження, а обмеження фронту імпульсів струму силових ключів здійснюється за допомогою додаткових індуктивних накопичувачів. Цей спосіб зберігає головну перевагу резонансного перетворювача - можливість комутації силових ключів при нульових струмах.

На жаль, цей прототип також має низку недоліків. Однією з важливих недоліків є збільшення струму ключів у разі виникнення перевантажень чи КЗ ланцюга навантаження при номінальної чи максимальної частоті. Так як в цьому випадку індуктивні елементи запасають велику кількість енергії, вона не встигає повністю повернутися в джерело живлення за невеликий період (Tк-То)/2. Ще один недолік - примусове обривання струму через ключі, незважаючи на те, що фронт комутації заданий. Тут виникає необхідність наявності складного захисту ключових елементів, що звужує загальний діапазон регулювання напруги, що веде до звуження області застосування перетворювача.

Пристрій, за допомогою якого можна реалізувати даний спосіб, являє собою звичайний реверсивний напівмостовий перетворювач з ємнісним дільником напруги (ємнісним накопичувачем) та індуктивним накопичувачем, включених з навантаженням між стійкою транзисторів півмоста і середнім виведенням ємнісного дільника. Додаткові індуктивні накопичувачі включаються у гілки або контури кожного ключового елемента.

Пристрій, запропонований підприємством "Елкон", вирішує завдання забезпечення великого діапазону регулювання напруги навантаження і, таким чином, розширює сферу його застосування. У новому способі можна знайти деякі аналогії з прототипами і: створюються коливання з власним періодом То і періодом комутації Тк, причому Тк>То, також використовуються ємнісний та індуктивний накопичувач із споживанням від джерела постійної напруги та передачі частини енергії в навантаження з випрямлячем, також здійснюється повернення надлишку енергії ємнісного накопичувача назад у джерело, регулювання напруги здійснюється за рахунок зміни Тк. Новизна способу полягає в тому, що одночасно з першими коливаннями створюються другі коливання з власним періодом і періодом комутації Тк, з використанням того ж ємнісного накопичувача і другого індуктивного накопичувача з споживанням енергії від ємнісного накопичувача і передачею енергії в навантаження з випрямлячем.

Головною особливістю запропонованого способу є одночасне перебіг струмів першого і другого коливань через ключові елементи таким чином, що сумарний струм через них не терпить розриву, що дозволяє повертати енергію індуктивних накопичувачів на максимальній частоті навіть при виникненні КЗ. У цьому амплітуда струму ключових елементів залишається лише на рівні номінальних значень. Цей спосіб "працює" у всьому діапазоні періодів комутації Тк, що успішно вирішує проблему резонансного перетворювача.

Пристрій, показаний на малюнку 1містить керований задаючий генератор імпульсів (1), виходи якого з'єднані з затворами транзисторів (2) і (3), що утворюють напівмостову стійку (плечо півмоста). Загальна точка з'єднання транзисторів (2) і (3) через ємнісний накопичувач (резонансний конденсатор), позначений (5), підключена до одного з висновків трансформаторно-випрямляючого навантаження (6). Індуктивні накопичувачі (резонансні дроселі), позначені (7) та (8), з'єднані послідовно. Їхня загальна точка з'єднання підключена до іншого виводу навантаження (6). Джерело напруги живлення (9) з'єднаний з нижнім висновків дроселя (7) і емітером транзистора (2). Верхній висновок дроселя (8) з'єднаний з колектором транзистора (3).

на малюнку 2показані графіки, що відбивають роботу цього резонансного перетворювача. Задає генератор (1) виробляє парафазні керуючі імпульси, показані на рис.2 а-б, тривалістю То/2 та регульованим періодом комутації Тк, які по черзі відкривають транзистори (2) та (3). У режимі роботи перетворювача, що встановився, в момент часу t1 подається імпульс управління на транзистор (2), при цьому через нього починає протікати синусоїдальний імпульс струму I1, показаний на рис.2 в, - Так звані "перші коливання". Одночасно з ним через антипаралельний (опозитний) діод (4) транзистора (3) продовжує протікати струм I2 - "другі коливання".

малюнок 3 Перший такт роботи схеми

на малюнку 3показаний перший такт роботи схеми, що відображає її поведінку у проміжку (t1…t2). Резонансний конденсатор (5) з напругою U5, графік якого наведено на рис.2 г., перезаряджається через трансформаторно-випрямне навантаження (6), що включає трансформатор (6.1), випрямляч (6.2) і власне навантаження (6.3). Перший резонансний дросель (7) накопичує енергію. У той же час резонансний конденсатор (5) розряджається через другий резонансний дросель (8) з напругою U8, графік якого наведено рис.2 д. Дросель (8) накопичує енергію відповідно до полярності, вказаної на графіку.

малюнок 4 Другий такт роботи схеми

на малюнку 4показаний другий такт роботи схеми, що відображає її поведінку у проміжку (t2 ... t3). Резонансний конденсатор (5) продовжує перезаряджатися через трансформаторно-випрямне навантаження (6) та перший резонансний дросель (7). Також резонансний конденсатор (5) перезаряджається через другий резонансний дросель (8), який вже віддає енергію відповідно до зазначеної полярності.

малюнок 5 Третій такт роботи схеми

на малюнку 5показаний третій такт роботи схеми, що відображає її поведінку у проміжку (t3…t4). Резонансний конденсатор (5) продовжує заряджатися через трансформаторно-випрямне навантаження (6) і перший резонансний дросель (7) з напругою U7, показаною на графіку рис.2 е. У той же час резонансний конденсатор (5) заряджається вже від другого резонансного дроселя (8), який продовжує віддавати енергію відповідно до зазначеної полярності.

малюнок 6 Четвертий такт роботи схеми

на малюнку 6показаний четвертий такт роботи схеми, що відображає її поведінку у проміжку (t4…t5). Резонансний конденсатор (5) продовжує заряджатися через трансформаторно-випрямне навантаження (6) і перший резонансний дросель (7), який вже віддає енергію відповідно до вказаної на малюнку полярності. У той же час, резонансний конденсатор (5) продовжує заряджатися від другого резонансного дроселя (8).

на малюнку 8показаний шостий такт роботи схеми, що відображає її поведінку у проміжку (t6 ... t7). Резонансний конденсатор (5) вже віддає енергію через трансформаторно-випрямне навантаження (6) і перший резонансний дросель (7) джерело живлення (9). Струм I1 при цьому змінює свій напрямок.

малюнок 9 Сьомий такт роботи схеми

на малюнку 9показаний сьомий такт роботи схеми, що відображає її поведінку у проміжку (t7…t8). Імпульс управління подається на транзистор (3), при цьому починає протікати синусоїдальний імпульс струму I2 згідно рис.2 вчерез цей транзистор ("друге коливання"). Також продовжує протікати струм I1 через антипаралельний діод (10) транзистора (2) – "перше коливання". Резонансний конденсатор (5) віддає енергію через трансформаторно-випрямне навантаження (6) і перший резонансний дросель (7) - джерело напруги живлення (9) і в другий резонансний дросель (8).

на малюнку 11показаний дев'ятий такт роботи схеми, що відображає її поведінку у проміжку (t9…t10). Усі накопичувачі віддають свою енергію.

на малюнку 13показаний заключний такт роботи схеми, що відображає її поведінку у проміжку (t11 ... t1). Йде розряд резонансного конденсатора (5), далі повторюються процеси.

Зверніть увагу: на інтервалі часу t6-t7 йде повернення енергії в джерело, оскільки струм I1 змінює свій напрямок. Негативна амплітуда струму I1 визначається навантаженням перетворювача. Цей факт визначає додаткові переваги способу - амплітуда струму через ключі не збільшується до короткого замикання в навантаженні. Також повністю відсутня проблема наскрізних струмів, що спрощує та робить надійним керування транзисторів. Відпадає і проблема створення швидких захистів для запобігання режиму КЗ.

Ця ідея була покладена в основі дослідних зразків, а також серійних виробів, які в даний час виготовляє "Елкон". Наприклад, перетворювач напруги потужністю 1, 8 кВт, спроектований для станції катодного захисту підземних трубопроводів, отримує живлення від однофазної мережі змінного струму 220 50 Гц. У ньому застосовані силові транзистори IGBT типу IRG4PC30UD класу ultra-fast із вбудованим опозитним діодом, ємність резонансного конденсатора (5) становить 0,15 мкФ, індуктивність резонансних дроселів (7) та (8) – по 25 мкГн. Період власних коливань становить 12 мкс, коефіцієнт трансформації трансформатора (6.1) - 0,5, що визначає діапазон номінального навантаження (0,8…2,0) Ом. Для мінімального значення періоду комутації Тк, що дорівнює 13 мкс (при частоті комутації fk дорівнює 77 кГц) і навантаженню 1 Ом амплітуди струмів I1 та I2 відповідно становлять плюс 29 А та мінус 7 А. Для навантаження 0,5 Ом амплітуди струмів I1 та I2 склали відповідно плюс 29 А та мінус 14 А. У разі КЗ ці значення становлять плюс 29 А та мінус 21 А, середній струм через навантаження становить 50 А, тобто проявляється ефект обмеження струму КЗ.

на малюнку 14показано сімейство регулювальних характеристик перетворювача. Важливо, що у всьому діапазоні частоти комутації перемикаючі імпульси подаються при нулі струмів. Ці результати були отримані в системі схемотехнічного моделювання OrCAD 9.1, потім перевірені на макеті натури.

Для порівняння, на малюнку 15представлено сімейство регулювальних характеристик аналогічного потужності класичного резонансного перетворювача. Мінімальний період комутації Тк збільшений через виникнення наскрізних струмів і становить 14 мкс (при частоті комутації fк дорівнює 72 кГц). Для цієї номінальної частоти виконується режим комутації на нулі струму. Для опору навантаження 1 Ом амплітуда струму навантаження дорівнює 30А, для опору 0.5 Ом амплітуда вже дорівнює 58А. У разі КЗ амплітуда струму через транзистори стає більше 100 А, причому комутація силових транзисторів відбувається вже не в нулі струмів, а середній струм навантаження стає більше 180 А. Таким чином, як було зазначено раніше, виникає необхідність швидкого захисту від КЗ для виключення аварії .

Ділянка регулювання "А" (тонкі лінії) характеризує режим комутації над нулі струму. Практичний інтерес представляє ділянку регулювання "Б", коли частота комутації менша за номінальну в два і більше разів. Можна відзначити, що глибина регулювання вказаним способом для класичного перетворювача значно менше, ніж у перетворювачі "Елкон", а необхідність роботи на нижчій частоті комутації погіршує питомі енергетичні показники класичного перетворювача. Пропонований перетворювач "Елкон" має практично прийнятні регулювальні характеристики і діапазон зміни частоти комутації.

Враховуючи м'яку характеристику навантаження, можливе регулювання вихідної напруги на фіксованій частоті за рахунок фазового регулювання двох перетворювачів, з'єднаних паралельно по змінному напрузі. Цей варіант перевірено на макеті потужністю 1.2 кВт. Вихідна напруга змінюється від нуля до максимальної.

Отримані результати дозволяють припустити, що перетворювачі напруги, що використовують новий спосіб резонансного перетворення, знайдуть ширше застосування у всіх галузях використання звичайних перетворювачів з ШІМ регулюванням на десятки і кВт.

А тепер – трохи про серійну продукцію. Підприємство "Елкон" виробляє:
- станції катодного захисту потужністю 0.6, 1.5, 3.0 та 5.0 кВт., з ККД у номінальному режимі не гірше 93%;
- джерела для ручного дугового зварювання потужністю 5.0 та 8.0 кВт з живленням від мережі 220 вольт 50 Гц;
- Джерела для ручного дугового зварювання потужністю 12 кВт з живленням від трифазної мережі 380 вольт 50 Гц;
- Джерела для нагріву ковальських заготовок потужністю 7.0 кВт з живленням від мережі 220 вольт 50 Гц;
- перетворювачі для високовольтної сонячної батареї потужністю 5.0 кВт з вхідною напругою від 200 до 650 В та вихідною напругою 400 В; при модуляції вихідної напруги перетворювача за синусоїдальним законом частотою 100 Гц і подальшому розподілі напівхвиль здійснена передача електроенергії від сонячної батареї в мережу 220 вольт 50 Гц.
Співробітники підприємства сподіваються, що ця ідея надихне також досвідчених радіоаматорів, які зайняті конструюванням зварювальної техніки.

ЛІТЕРАТУРА
Мещеряков В.М. Силова електроніка-ефективний спосіб вирішення проблем регіональної програми "Енергоресурсозбереження"// Електротехніка. 1996. 12.с.1.
Високочастотні транзисторні перетворювачі. / Е.М.Ромаш, Ю.І.Драбович, Н.Н.Юрченко, П.Н.Шевченко-М.: Радіо і зв'язок, 1988.-288с.
Гончаров А.Ю. Транзисторні перетворювачі електроенергії, що серійно випускаються // Електроніка: Наука, Технологія, Бізнес. 1998. 2.с.50.
Ковальов Ф.І., Флоренцев С.М. Силова електроніка: вчора, сьогодні, завтра // Електротехніка. 1997. 11.с.2.
Дмитріков В.Ф. та ін Нові високоефективні вітчизняні джерела електроживлення з безтрансформаторним входом // http//:www.add.ru/r/konkurs/st.18.html
Патан Д.А. Загальні проблеми зниження комутаційних втрат в інверторах напруги // http://www.add.ru/r/konkurs/avtst8.html
Жданкін В.К. Пристрої силової електроніки фірми Zicon Electronics // Сучасні технології автоматизації. 2001.N1.с.6.
Бєлов Г.А. Високочастотні тиристорно-транзисторні перетворювачі постійної напруги. -М.: Вища школа, 1987.-120с.
Патент PCT, WO94/14230, 23.06.94, H02M 3/335.
Патент PCT/MD 03/00001. 16.05.2002, H02M3/337 Що пишуть

Використання: розробка високочастотних імпульсних джерел живлення. Сутність винаходу: джерело живлення тримає ключовий транзисторний перетворювач напруги 1, виконаний у вигляді напівмостової схеми на транзисторах 4,5 і конденсаторах 6,7 і блок 25 управління частотою, виконаний у вигляді послідовно з'єднаних вузла 26 перетворення напруги в опір і вузла 27 перетворення опору в частоту. У вихідний ланцюга перетворювача включений 1 резонансний контур, виконаний на дроселі 8 і конденсаторах 9, 10. Стабілізація зміни робочої частоти перетворювача 1 в залежності від зміни вихідної напруги. Формування спеціальної форми базового струму транзисторів 4, 5 за допомогою блоку 25 і ланцюжків, виконаних на елементах 15-22, знижує втрати як при включеному, струм і при вимкненому транзисторах 4, 5 перетворювача 1. 3 з.п. ф-ли, 3 іл.

Винахід відноситься до електротехніки і може бути використане для розробки високоякісних імпульсних джерел живлення. Відомий імпульсний стабілізатор напруги, що містить двотактний напівмостовий перетворювач напруги, генератор прямокутних , джерело опорної напруги та два транзистори (1). У відомому пристрої вирішена технічна задача підвищення ККД за рахунок використання для порівняння в широтно-імпульсному модульаторі змінних напруг: прямокутної опорної і пилкоподібної, пропорційної вхідної напруги. Отримання таких напруг та їх порівняння потребує менше енергетичних витрат. А використання струму джерела опорної напруги одночасно для управління транзисторами двотактного напівмостового перетворювача напруги, поряд із застосуванням пасивного ШІМ додатково підвищує ККД. Джерела харчування з ШІМ нині є превалюючими. Однак вони характеризуються надто високими втратами, оскільки відносяться до схем з так званим жорстким перемиканням. При жорсткому перемиканні увімкнений транзисторний ключ вимикається в момент, коли через нього протікає струм, а вимкнений транзисторний ключ вмикається, коли на ньому є напруга і тому чим частіше цей ключ вмикається і вимикається, тим більше втрати. При цьому час перемикання транзистора (тривалість увімкнення або вимкнення) має бути можливо меншим. Отже недоліком відомого пристрою є високі втрати, тобто. низький ККД. В ідеалі для того, щоб втрати були мінімальними, транзисторний ключ повинен вимикатися в той момент, коли струм через нього дорівнює нулю (перемикання при нульовому струмі) і вмикатися, коли напруга на ньому дорівнює нулю (перемикання при нульовій напрузі). Нині найкращим рішенням для високочастотних імпульсних джерел живлення використання резонансних схем. На відміну від джерел живлення із ШІМ резонансних схем "пом'якшують" режим перемикання і таким чином сприяють зменшенню втрат на перемикання. В результаті резонансні джерела живлення при одній і тій же робочій частоті забезпечують вищий ККД. Відомий резонансне джерело живлення, що містить ключовий транзисторний перетворювач напруги, входом з'єднань з вхідними висновками і виконаний у вигляді напівмостової схеми, у вихідний ланцюги якої включений резонансний контур, що складається з з'єднаних паралельно послідовного ланцюга на дроселі і першому конденсаторі і другого конденсатора, причому пара включена первинна обмотка вихідного трансформатора, вторинна обмотка якого через випрямляч і фільтр з'єднана з вихідними висновками, і блок управління частотою, виходи якого підключені до входів керуючих ключового транзисторного перетворювача напруги, силові висновки транзисторів якого шунтовані блокуючими діодами (2). Відоме джерело живлення є аналогом, найбільш близьким до пропонованого винаходу за сукупністю суттєвих ознак. Однак і відоме джерело живлення має значні втрати при перемиканні, за рахунок того, що блок управління частотою виробляє коливання прямокутної форми і, отже, струм управління транзистора перетворювача також має прямокутну форму. Технічною задачею даного винаходу є зниження втрат при перемиканні транзисторів ключового транзисторного перетворювача напруги та зниження потужності, що споживається блоком управління частотою. Технічний результат, який може бути одержаний при використанні винаходу, полягає у підвищенні ККД резонансного джерела живлення. Поставлена ​​технічна задача досягається тим, що в резонансному джерелі живлення, що містить ключовий транзистор перетворювач напруги, входом з'єднань з виходами висновками і виконаний у вигляді напівмостової схеми, у вихідному ланцюгу якої включений резонансний контур, що складається з паралельно з'єднаних послідовного ланцюга на дроселі і першому конденсаторі другого конденсатора, причому паралельно першому конденсатору включена первинна обмотка вихідного трансформатора, вторинна обмотка якого через випрямляч і фільтр з'єднана з вихідними висновками, і блок управління частотою, виходи якого підключені до керуючих входів ключового транзисторного перетворювача напруги, силові висновки транзисторів якого шу управління частотою виконаний у вигляді послідовно з'єднаних двох базових резисторів і діода і на додатковому конденсаторі, включеному між загальною точкою резисторів і вільним висновком діода, при цьому керуючі входи транзисторів через відповідні ланцюжки формування базового струму з'єднані з відповідними керуючими входами ключового транзистора перетворення опору в частоту виконаний у вигляді парафазного мультивібратора на чотирьох логічних інверторах, третім і четвертим конденсаторах, додатковому транзисторі і трьох резисторах, причому логічні інвертори з'єднані попарно-послідовно, відповідно, перший з другим і третій з четвертим, третій конденс і входом третього логічних інверторів, а четвертий конденсатор включений між виходом третього і виходом першого логічних інверторів, перший резистор включений паралельно виходу вузла перетворювача напруги в опір, через другий і третій резистори з'єднаному з виходами, відповідно, першого і третього логічних інверторів, виходи другого четвертого логічних інверторів з'єднані з первинною обмоткою додаткового трансформатора, дві вторинні обмотки якого використані як виходи вузла перетворення опору частоту і виходів блоку управління частотою, входом в якості якого використаний вхід вузла перетворення напруги в опір, підключений до вихідних висновків. Крім того, вузол перетворення напруги в опір виконаний на додатковому транзисторі, вихід якого використаний як вихід вузла перетворення напруги в опір, змінному резисторі, використаному як вход вузла перетворення напруги в опір і четвертому резистори, включеному між входом і виходом вузла перетворення напруги в опір опір, причому регулювальний висновок змінного резистора з'єднаний з базою додаткового транзистора. Логічні інвертори можуть бути виконані на елементах 2І-НЕ. Для забезпечення запуску перетворювача напруги додатковий трансформатор забезпечений пусковою обмоткою, включеною у вихідний ланцюг ключового транзисторного перетворювача напруги послідовно з резонансним контуром. Винахід ілюструється кресленнями, де на фіг. 1 представлена ​​схема резонансного джерела живлення, на фіг. 2 форма базового струму транзисторів ключового транзисторного перетворювача напруги, на фіг. 3 його регулювальна характеристика. Резонансне джерело живлення (фіг. 1) містить ключовий транзисторний перетворювач напруги 1, входом з'єднаний з вихідними висновками 2, 3 і виконаний у вигляді напівмостової схеми на транзисторах 4, 5 і конденсаторах 6, 7, у вихідному ланцюгу якої включений резонансний контур, що складається з з'єднаних паралельно послідовного ланцюга на дроселі 8 і першому конденсаторі 9 і другого конденсатора 10, вихідний трансформатор 11, первинна обмотка яка підключена паралельно конденсатору 9, а вторинна -через випрямляч 12 і фільтр 13 з'єднана з виходом ключового транзистора до яких підключена навантаження 14, ланцюжки формування базового струму, виконані у вигляді послідовно з'єднаних базових резисторів 15 і 16, 17, 18 і діодів 19 і 20, і на додаткових конденсаторах 21 і 22, включених між загальною точкою резисторів 11, 16 18 і вільними висновками діодів 19 і 20 відповідно, блокуючі діоди 23 і 24, шунтуючі силові висновки транзисторів 4 і 5, блок управління частотою 25, виконаний у вигляді послідовно з'єднаних вузлів перетворення напруги в опір 26 і вузла перетворення опору2 частоту 2. перетворення опору в частоту містить парафазний мультивібратор на чотирьох логічних інверторах 28, 29, 30, 31, третьому конденсаторі 32, четвертому конденсаторі 33, додатковому трансформаторі 34 і трьох резисторах 35, 36, 37, причому логово і 30 з 31, третій конденсатор 32 включений між виходом логічного інвертора 28 і входом логічного інвертора 30, четвертий конденсатор 33 включений між виходом логічного інвертора 30 і входом логічного інвертора 28, перший резистор 35 включений паралельно виходу резистор 36 і третій резистор 37, з'єднані з входами, відповідно, логічного інвертора 28 і логічного інвертора 30, виходи логічного інвертора 29 і логічного інвертора 31 з'єднані з первинною обмоткою 38 додаткового трансформатора 34 0 перетворення опору в частоту та виходи блоку 25 управління частотою. Логічні інвертори 28, 29, 30, 31 можуть бути виконані, наприклад, елементах 2І-НЕ. Як вход блока 25 управління частотою використаний вхід вузла 26 перетворення напруги в опір, виконаного на додатковому транзисторі 41, вихід якого використаний в якості виходу вузла 26 перетворення напруга в опір, на змінному резисторі 42, використаному як вход вузла 26 перетворення напруги в опір , і четвертому резисторі 43, включеному між входом і виходом вузла 26 перетворення напруги в опір, причому регулювальний висновок змінного резистора 42 з'єднаний з базою додаткового транзистора 41. Вхід блоку 25 управління частотою з'єднаний з навантаженням 14 напруги трансформатор 34 забезпечений пусковий обмоткою 44, включеної у вихідний ланцюг ключового транзисторного перетворювача 1 послідовно з резонансним контуром. Живлення парафазного мультивібратора здійснюють від окремого джерела живлення та від джерела опорної напруги (елементи 45, 46) шляхом подачі на нього напруги з виходу випрямляча 12 ключового транзисторного перетворювача напруги 1 через ємнісний фільтр 47. Резистори 48, 49, 50, 5 транзисторів 4 та 5. Резонансне джерело живлення працює наступним чином. При включенні джерела живлення ключовий транзисторний перетворювач напруги 1 збуджується за рахунок позитивного зворотного зв'язку пусковий обмотки 44 додаткового трансформатора 34 і починає генерувати низькочастотні імпульси. На вторинній обмотці вихідного трансформатора 11 з'являється напруга, яка через випрямляч запитує 12 мікросхему на логічних інверторах 28.31 парафазного мультивібратора. Мультивібратор починає генерувати високочастотні імпульси, які надходять через трансформатор 34 на ланцюжку формування базового струму транзисторів 4 і 5. Завдяки формуванню базового струму транзисторів 4 і 5 перетворювача 1 за допомогою блоку 25 управління частотою і ланцюжків формування базового струму (2). транзисторах 4 та 5 при їх перемиканні. У момент t 1 (фіг. 2) відбувається включення транзистора 4 (включення при нульовій напрузі). При такому різкому скачуванні базового струму зменшуються втрати при включенні транзистора. Транзистор увімкнений і насичений протягом часу t 1 t 2 . У цьому базовий струм лінійно зменшується значення i б хв. у якому транзистор ще насичений. При значенні i б час розсмоктування t рас транзистора при його вимиканні буде мінімальним, що призводить до зменшення втрат при вимиканні транзистора. Протягом часу t 2 t 3 коли базовий струм приймає негативні значення, час вимикання транзистора за рахунок додаткового зменшення t рас. зменшується, завдяки чому знижуються теплові втрати при вимиканні транзистора. Таким чином, завдяки формуванню базового струму транзисторів 4 і спеціальної форми 5 (фіг. 2) зменшуються втрати як при включенні, так і при виключенні транзисторів перетворювача 1. Коли транзистор 4 включається, струм в дроселі 8 починає поступово наростати. Цей струм дорівнює сумі струму в первинній обмотці трансформатора 11 і зарядного струму конденсатора 9. Коли напруга на конденсаторі 9 і первинній обмотці трансформатора 11 зрівняється з вхідною напругою, падіння напруги на дроселі 8 стане рівним нулю, після цього енергія, запасена в дросс заряджати конденсатор 9. Через інтервал часу, який задається власною резонансною частотою контуру, струм у дроселі 8 і, отже, транзисторі 4 стане рівним нулю. Потім струм через дросель 8 змінить напрям і конденсатор 9 починає розряджатися, підтримуючи перебіг струму через діод 23. При цьому транзистор 4 вимикається (перемикання при нульовому струмі). Резонансний напівперіод зарядки конденсатора 10 починається після вимикання транзистора 4 і закінчується перед включенням транзистора 5. Коли обидва транзистора вимкнені, енергія передається від дроселя 8 до конденсатора 10. У міру зарядки конденсатора 10 напруга зменшується на транзисторі 5. Коли напруга на транзисторі 5 спадає до нуля, відбувається його включення без втрат, при цьому діод 24 забезпечує повернення енергії, що залишилася в дроселі 8, назад на резонансного вхідного джерела живлення. Наступний напівперіод ідентичний першому і починається, коли вимкнеться транзистор 5. Тепер напруга на транзисторі 5 зростатиме, а напруга на транзисторі 4 зменшуватися, і коли воно спаде до нуля, відбувається включення транзистора 4 без втрат. Як і в інших резонансних джерелах живлення, зміна робочої частоти перетворювача 1 призводить до зміни вихідної напруги, причому робоча частота перетворювача 1 вище за його резонансну частоту, а робоча точка перетворення розташована на правому схилі кривої кривій контуру (фіг. 3) на її прямолінійній ділянці. Стабілізація вихідної напруги здійснюється за рахунок подачі напруги негативного зворотного зв'язку з навантаження 14 блок 25 управління частотою і формування в цьому блоці імпульсів управління транзисторами 4 і 5 перетворювача 17. У блоці 25 управління частотою здійснюється перетворення напруги в опір за допомогою вузла 26, а потім перетворення опору частоту за допомогою вузла 27. Модуляція частоти відбувається за рахунок зміни опору резистора 35, шунтованого транзистором 41. Резистор 35 і конденсатори 32, 33 і резистори 36, 37 виконують функцію часзадаючих елементів парафазного. При зменшенні вихідної напруги від значення U 0 до U 2 за рахунок збільшення струму навантаження частота парафазного мультивібратора зменшується значення f 1 до значення f 3 (фіг. 3), при цьому вихідна напруга перетворювача 1 збільшується до значення U 1 і компенсується зменшення вихідної напруги джерела. Таким чином, вихідна напруга резонансного джерела живлення залишиться незмінною. Аналогічно відбувається стабілізація вихідної напруги за рахунок зменшення струму навантаження. На резонансній (регулювальній) характеристиці (фіг. 3) робоча точка перетворення зміщується по лінії f 1 , f 2 , f 3: чим більше струм у навантаженні, тим ближче робоча точка до частоти і навпаки, чим менше струм у навантаженні, тим ближче робоча точка до частоти f2. При дуже великих точка навантаження або коротких замикання в навантаженні робоча точка перетворення зміщується вліво за резонансну частоту f p , зменшуючи напругу практично до нуля (точка f 4 фіг. 3). При цьому захист від коротких замикань джерела живлення здійснюється без будь-яких додаткових елементів. Запропонована схема виконання блоку управління частотою, зокрема, його вузла перетворення опору частоту, є дуже економічною, т.к. відрізняється малим споживанням потужності. Таким чином, даний винахід дозволяє підвищити ККД резонансного джерела живлення.

ФОРМУЛА ВИНАХОДУ

1. Резонансне джерело живлення, що містить ключовий транзисторний перетворювач напруги, входом з'єднаний з вхідними висновками і виконаний у вигляді напівмостової схеми, у вихідний ланцюги якої включений резонансний контур, що складається з з'єднаних паралельно послідовного ланцюга на дроселі і першому конденсаторі і другого конденсатора, причому конденсатору включена первинна обмотка вихідного трансформатора, вторинна обмотка якого через випрямляч і фільтр з'єднана з виходом ключового транзисторного перетворювача напруги, силові висновки транзисторів , який відрізняється тим, що блок управління частотою виконаний у вигляді послідовно з'єднаних вузла перетворення напруги в опір і вузла перетворення опору в частоту, як транзисторів ключового транзисторного перетворювача напруги використані біполярні транзистори, базові ланцюги яких забезпечені ланцюжками формування базового струму, виконаними у вигляді послідовно двох базових резисторів і діода і на додатковому конденсаторі, включеному між загальною точкою базових резисторів і вільним висновків діода, при цьому керуючі входи транзисторів через відповідні ланцюжки формування базового струму з'єднані з відповідними керуючими входами ключового транзисторного перетворювача напруги вигляді парафазного мультивібратора на чотирьох логічних інверторах, третьому і четвертому конденсаторах, на додатковому трансформаторі і трьох резисторах, причому логічні інвертори з'єднані попарно-послідовно, відповідно перший з другим і третій з четвертим, третій конденсатор включений між виходом першого і входом третього логічних четвертий конденсатор включений між виходом третього і входом першого логічних інверторів, перший резистр включений паралельно виходу вузла перетворення напруги в опір, через другий і третій резистори з'єднаному з входами відповідно, першого і третього логічних інверторів, виходи другого і четвертого логічних інверторів з'єднані з первинним трансформатора, дві вторинні обмотки якого використані як виходи вузла перетворення опору в частоту і виходів блоку управління частотою, входом, як якого використаний вхід вузла перетворення напруги в опір, підключеного до вихідних висновків. 2. Джерело живлення за п.1, який відрізняється тим, що вузол перетворення напруги в опір виконаний на додатковому транзисторі, вихід якого використаний як вихід вузла перетворення напруги в опір, змінному резистори, використаному як вход вузла перетворення напруги в опір, і четвертому резисторі, включеному між входом і виходом вузла перетворення напруги опір, причому регулювальний висновок змінного резистора з'єднаний з базою додаткового транзистора. 3. Джерело живлення за пп.1 і 2 відрізняється тим, що логічні інвертори виконані на елементах 2І-НЕ. 4. Джерело живлення за пп.1 3, який відрізняється тим, що додатковий трансформатор забезпечений пусковою обмоткою, включеною у вихідний ланцюг ключового транзисторного перетворювача напруги послідовно з резонансним контуром.

65 нанометрів – наступна мета зеленоградського заводу «Ангстрем-Т», яка коштуватиме 300-350 мільйонів євро. Заявку на отримання пільгового кредиту під модернізацію технологій виробництва підприємство вже подало до Зовнішекономбанку (ВЕБ), повідомили цього тижня «Відомості» з посиланням на голову ради директорів заводу Леоніда Реймана. Зараз "Ангстрем-Т" готується запустити лінію виробництва мікросхем із топологією 90нм. Виплати за минулим кредитом ВЕБу, на який вона купувалась, розпочнуться в середині 2017 року.

Пекін обвалив Уолл-стріт

Ключові американські індекси відзначили перші дні Нового року рекордним падінням, мільярдер Джордж Сорос вже попередив про те, що світ чекає на повторення кризи 2008 року.

Перший російський споживчий процесор Baikal-T1 ціною $60 запускають у масове виробництво

Компанія "Байкал Електронікс" на початку 2016 року обіцяє запустити у промислове виробництво російський процесор Baikal-T1 вартістю близько $60. Пристрої матимуть попит, якщо цей попит створить держава, кажуть учасники ринку.

МТС та Ericsson будуть разом розробляти та впроваджувати 5G у Росії

ПАТ "Мобільні ТелеСистеми" та компанія Ericsson уклали угоди про співпрацю в галузі розробки та впровадження технології 5G у Росії. У пілотних проектах, зокрема під час ЧС-2018, МТС має намір протестувати розробки шведського вендора. На початку наступного року оператор розпочне діалог із Мінкомзв'язку з питань сформування технічних вимог до п'ятого покоління мобільного зв'язку.

Сергій Чемезов: Ростех уже входить до десятки найбільших машинобудівних корпорацій світу

Голова Ростеха Сергій Чемезов в інтерв'ю РБК відповів на гострі питання: про систему «Платон», проблеми та перспективи АВТОВАЗа, інтереси Держкорпорації у фармбізнесі, розповів про міжнародне співробітництво в умовах санкційного тиску, імпортозаміщення, реорганізації, стратегії розвитку та нових можливостях у складний час.

Ростех "загороджується" і робить замах на лаври Samsung і General Electric

Наглядова рада Ростеха затвердила "Стратегію розвитку до 2025 року". Основні завдання – збільшити частку високотехнологічної цивільної продукції та наздогнати General Electric та Samsung за ключовими фінансовими показниками.

Цей пристрій забезпечує виключно високий ККД перетворення, допускає регулювання вихідної напруги та її стабілізацію, стійко працює при варіації потужності навантаження. Цікавий і незаслужено мало поширений цей вид перетворювачів - квазірезонансний, який значною мірою позбавлений недоліків інших популярних схем. Ідея створення такого перетворювача не нова, але практична реалізація стала доцільною порівняно недавно, після появи потужних високовольтних транзисторів, що допускають значний імпульсний струм колектора при напрузі насичення близько 1,5 В. Головна відмінна особливість і основна перевага цього виду джерела живлення - високий ККД , Що досягає 97 ... 98% без урахування втрат на випрямлячі вторинного ланцюга, які, в основному, визначає струм навантаження.

Від звичайного імпульсного перетворювача, у якого на момент закривання перемикальних транзисторів струм, що протікає через них, максимальний, квазірезонансний відрізняється тим, що на момент закривання транзисторів їх колекторний струм близький до нуля. Причому зменшення струму на момент закривання забезпечують реактивні елементи пристрою. Від резонансного він відрізняється тим, що частота перетворення не визначається резонансною частотою колекторного навантаження. Завдяки цьому можна регулювати вихідну напругу зміною частоти перетворення та реалізовувати стабілізацію цієї напруги. Оскільки до моменту закривання транзистора реактивні елементи знижують до мінімуму струм колектора, базовий струм буде мінімальним і, отже, час закривання транзистора зменшується до значення часу його відкривання. Таким чином, повністю знімається проблема наскрізного струму, що виникає під час перемикання. На рис. 4.22 показано принципову схему автогенераторного нестабілізованого блоку живлення.

Основні технічні характеристики:

Загальний ККД блоку, % ............................................. .....................92;

Напруга на виході, при опір навантаження 8 Ом....... 18;

Робоча частота перетворювача, кГц.........................................20;

Максимальна вихідна потужність, Вт...........................................55;

Максимальна амплітуда пульсації вихідної напруги з робочою частотою,

Основна частка втрат потужності в блоці падає на нагрівання випрямних діодів вторинного ланцюга, а ККД самого перетворювача такий, що немає необхідності в тепловідводах для транзисторів. Потужність втрат на кожному з них не перевищує 0,4 Вт. також не потрібно: При замиканні виходу або перевищенні максимальної вихідної потужності генерація зривається, захищаючи транзистори від перегрівання та пробою.

Фільтр, що складається з конденсаторів С1 ... СЗ і дроселя LI, L2, призначений для захисту мережі живлення від високочастотних перешкод з боку перетворювача. Запуск автогенератора забезпечує ланцюг R4, С6 та конденсатор С5. Генерація коливань відбувається в результаті дії позитивної ОС через трансформатор Т1, а їх частоту визначають індуктивність первинної обмотки цього трансформатора і опір резистора R3 (при збільшенні опору частота збільшується).

Дроселі LI, L2 та трансформатор Т1 намотують на однакових кільцевих магнітопроводах К12х8хЗ з фериту 2000НМ. Обмотки дроселя виконують одночасно, «в два дроти», проводом ПЕЛШО-0,25; число витків - 20. Обмотка I трансформатора TI містить 200 витків дроту ПЕВ-2-0,1, намотаних внавал, рівномірно по всьому кільцю. Обмотки II і III намотані «в два дроти» - 4 витки дроту ПЕЛШО-0,25; обмотка IV є витоком такого ж дроту. Для трансформатора Т2 використаний кільцевий магнітопровід К28х16х9 з фериту 3000НН. Обмотка I містить 130 витків дроту ПЕЛІ10-0,25, покладених виток до витка. Обмотки II і III - по 25 витків дроту ПЕЛШО-0,56; намотування - «в два дроти», рівномірно по кільцю.

Дросель L3 містить 20 витків дроту ПЕЛІ10-0,25, намотаних на двох, складених разом кільцевих магнітопроводів К12х8хЗ з фериту 2000НМ. Діоди VD7, VD8 необхідно встановити на тепловідведення площею розсіювання щонайменше 2 см2 кожен.

Описаний пристрій було розроблено для використання спільно з аналоговими стабілізаторами різні значення напруги, тому потреби в глибокому придушенні пульсацій на виході блоку не виникало. Пульсації можна зменшити до необхідного рівня, скориставшись звичайними у таких випадках LC-фільтрами, як, наприклад, в іншому варіанті цього перетворювача з такими основними технічними характеристиками:

Номінальна вихідна напруга, В............................................. 5,

Максимальний вихідний струм, А............................................. ......... 2;

Максимальна амплітуда пульсації, мВ........................................50;

Зміна вихідної напруги, мВ, не більше, при зміні струму навантаження

від 0,5 до 2 А та напруги мережі від 190 до 250 В........................150;

Максимальна частота перетворення, кГц 20.

Схема стабілізованого блоку живлення на основі квазірезонансного перетворювача представлена ​​на рис. 4.23.

Вихідна напруга стабілізується відповідною зміною робочої частоти перетворювача. Як і в попередньому блоці, потужні транзистори VT1 ​​і VT2 тепловідводів не потребують. Симетричне управління цими транзисторами реалізовано за допомогою окремого генератора, що задає імпульсів, зібраного на мікросхемі DDI. Тригер DD1.1 працює у власне генераторі.

Імпульси мають постійну тривалість, задану ланцюгом R7, С12. Період змінюється ланцюгом ОС, в яку входить оптрон U1, так що напруга на виході блоку підтримується постійним. Мінімальний період задає ланцюг R8, С13. Тригер DDI.2 ділить частоту проходження цих імпульсів на два, і напруга форми "меандр" подається з прямого виходу на транзисторний підсилювач струму VT4, VT5. Далі посилені струмом управляючі імпульси диференціює ланцюг R2, С7, а потім, вже укорочені до тривалості приблизно 1 мкс, вони надходять через трансформатор Т1 в базовий ланцюг транзисторів VT1, VT2 перетворювача. Ці короткі імпульси служать лише перемикання транзисторів — закривання однієї з них і відкривання іншого.

Крім того, основна потужність від генератора збудження споживається тільки в моменти перемикання потужних транзисторів, тому середній струм, який споживається ним, малий і не перевищує 3 мА з урахуванням струму стабілітрона VD5. Це і дозволяє живити його прямо від первинної мережі через резистор R1, що гасить. Транзистор VT3 є підсилювачем напруги сигналу управління, як у компенсаційному стабілізаторі. Коефіцієнт стабілізації вихідної напруги блоку прямо пропорційний статичному коефіцієнту передачі струму цього транзистора.

Застосування транзисторного оптрона U1 забезпечує надійну гальванічну розв'язку вторинної ланцюга від мережі і високу завадозахисність по входу управління генератора, що задає. Після чергового перемикання транзисторів VT1, VT2 починає заряджатися конденсатор СЮ і напруга на базі транзистора VT3 починає збільшуватися, колекторний струм теж збільшується. В результаті відкривається транзистор оптрона, підтримуючи в розрядженому стані конденсатор С13 генератора, що задає. Після закриття випрямних діодів VD8, VD9 конденсатор СЮ починає розряджатися на навантаження і напруга на ньому падає. Транзистор VT3 закривається, у результаті починається зарядка конденсатора С13 через резистор R8. Як тільки конденсатор зарядиться до напруги перемикання тригера DD1.1, його прямому виході встановиться високий рівень напруги. У цей момент відбувається чергове перемикання транзисторів VT1, VT2, а також розрядка конденсатора СІ через транзистор оптрона, що відкрився.

Починається черговий процес підзарядки конденсатора СЮ, а тригер DD1.1 через 3...4 мкс знову повернеться в нульовий стан завдяки малому постійному часу ланцюга R7, С12 після чого весь цикл управління повторюється, незалежно від того, який з транзисторів - VT1 або VT2 - відкритий у поточній підлозі період. При включенні джерела, в початковий момент, коли конденсатор СЮ повністю розряджений, струму через світлодіод оптрона немає, частота генерації максимальна і визначена в основному постійної ланцюга R8, С13 (постійна часу ланцюга R7, С12 в кілька разів менше). При зазначених на схемі номінала цих елементів ця частота буде близько 40 кГц, а після її поділу тригером DDI.2 - 20 кГц. Після зарядки конденсатора СЮ до робочої напруги в роботу вступає стабілізуюча петля ОС на елементах VD10, VT3, U1, після чого частота перетворення вже залежатиме від вхідної напруги і струму навантаження. Коливання напруги на СЮ конденсаторі згладжує фільтр L4, С9. Дроселі LI, L2 та L3 – такі ж, як у попередньому блоці.

Трансформатор Т1 виконаний на двох складених разом кільцевих магнітопроводів К12x8x3 з фериту 2000НМ. Первинна обмотка намотана внавал рівномірно по всьому кільцю і містить 320 витків дроту ПЕВ-2-0,08. Обмотки II та III містять по 40 витків дроту ПЕЛ1110-0,15; їх намотують «у два дроти». Обмотка IV складається з 8 витків дроту ПЕЛШО-0,25. Трансформатор Т2 виконаний на кільцевому магнітопроводі К28х16х9 з фериту 3000НН. Обмотка I - 120 витків дроту ПЕЛШО-0,15, а II і III - по 6 витків дроту ПЕЛ1110-0,56, намотаних «в два дроти». Замість дроту ПЕЛШО можна використовувати провід ПЕВ-2 відповідного діаметра, але при цьому між обмотками необхідно прокладати два-три шари лакоткані.

Дросель L4 містить 25 витків дроту ПЕВ-2-0,56, намотаних на кільцевий магнітопровід К12х6х4,5 з фериту 100НН1. Підійде також будь-який готовий дросель індуктивністю 30...60 мкГн на струм насичення не менше 3 А та робочу частоту 20 кГц. Усі постійні резистори – MJIT. Резистор R4 - підлаштований, будь-якого типу. Конденсатори С1 ... С4, С8 - К73-17, С5, С6, С9, СЮ - К50-24, інші - КМ-6. Стабілітрон КС212К можна замінити на КС212Ж чи КС512А. Діоди VD8, VD9 необхідно встановити на радіатори площею розсіювання щонайменше 20 см2 кожен. ККД обох блоків можна підвищити, якщо замість діодів КД213А використовувати діоди Шоттки, наприклад, будь-які серії КД2997. У цьому випадку тепловідведення для діодів не потрібні.

Принцип реалізації вторинної потужності рахунок застосування додаткових пристроїв, які забезпечують енергією схеми, вже давно використовується переважно електроприладів. Цими пристроями є блоки живлення. Вони служать перетворення напруги до необхідного рівня. БП може бути як вбудованими, і окремими елементами. Принципів перетворення електроенергії є два. Перший заснований на застосуванні аналогових трансформаторів, а другий на основі використання імпульсних блоків живлення. Різниця між цими принципами є досить великою, але, на жаль, не всі її розуміють. У цій статті розберемося, як працює імпульсний блок живлення і чим він так відрізняється від аналогового. Давайте почнемо. Поїхали!

Першими з'явилися саме трансформаторні БП. Їх принцип роботи полягає в тому, що вони змінюють структуру напруги за допомогою силового трансформатора, який підключений до мережі 220 В. Там знижується амплітуда синусоїдальної гармоніки, яка прямує далі до випрямляючого пристрою. Потім відбувається згладжування напруги паралельно підключеною ємністю, яка підбирається за допустимою потужністю. Регулювання напруги на вихідних клемах забезпечується завдяки зміні положення підстроювальних резисторів.

Тепер перейдемо до імпульсних БП. Вони з'явилися дещо пізніше, однак, відразу завоювали чималу популярність за рахунок низки позитивних особливостей, а саме:

• Доступність комплектування;
• надійності;
• Можливості розширити робочий діапазон для вихідної напруги.

Всі пристрої, в яких закладено принцип імпульсного живлення, практично нічим не відрізняються один від одного.

Елементами імпульсного БП є:

• Лінійне джерело живлення;
• Джерело живлення Standby;
• Генератор (ЗПІ, керування);
• Ключовий транзистор;
• Оптопара;
• Ланцюги управління.

Щоб підібрати блок живлення з певним набором параметрів, скористайтесь сайтом ChipHunt.

Давайте розберемося, як працює імпульсний блок живлення. У ньому застосовуються принципи взаємодії елементів інверторної схеми і саме завдяки цьому досягається стабілізована напруга.

Спочатку на випрямляч надходить нормальна напруга 220 В, далі відбувається згладжування амплітуди за допомогою конденсаторів ємнісного фільтра. Після цього виконується випрямлення проходять синусоїд вихідним діодним мостом. Потім відбувається перетворення синусоїд на імпульси високих частот. Перетворення може виконуватися або з гальванічним відділенням мережі від вихідних ланцюгів, або без виконання такої розв'язки.

Якщо БП з гальванічною розв'язкою, то сигнали високої частоти спрямовуються на трансформатор, який здійснює гальванічну розв'язку. Для підвищення ефективності трансформатора підвищується частота.

Робота імпульсного БП заснована на взаємодії трьох ланцюжків:

• ШІМ-контролера (керує перетворенням широтно-імпульсної модуляції);
• Каскада силових ключів (складається з транзисторів, що включаються за однією з трьох схем: бруківкою, напівмостовою, із середньою точкою);
• Імпульсного трансформатора (має первинну та вторинну обмотки, які монтуються навколо магнітопроводу).

Якщо блок живлення без розв'язки, то ВСЧ розділовий трансформатор не використовується, при цьому сигнал подається відразу на фільтр низьких частот.

Порівнюючи імпульсні блоки живлення з аналоговими, можна побачити очевидні переваги перших. ДБЖ мають меншу вагу, при цьому їх ККД значно вищий. Вони мають більш широкий діапазон напруги живлення і вбудований захист. Вартість таких БП, як правило, нижча.

З недоліків можна виділити наявність високочастотних перешкод та обмежень за потужністю (як при високих, так і при низьких навантаженнях).

Перевірити ДБЖ можна за допомогою звичайної лампи розжарювання. Зверніть увагу, що не слід підключати лампу в розрив дистанційного транзистора, оскільки первинна обмотка не розрахована на те, щоб пропускати постійний струм, тому в жодному разі не можна допускати його пропускання.

Якщо лампа світиться, то БП працює нормально, якщо ж не світиться, то блок живлення не працює. Короткий спалах говорить про те, що ДБЖ блокується відразу після запуску. Дуже яскраве свічення свідчить про відсутність стабілізації вихідної напруги.

Тепер ви знатимете на чому заснований принцип роботи імпульсного та звичайного аналогового блоків живлення. Кожен з них має свої особливості будови та роботи, які слід розуміти. Також ви зможете перевірити працездатність ДБЖ за допомогою звичайної лампи розжарювання. Пишіть у коментарях була корисною для вас ця стаття і ставте будь-які питання, що цікавлять, по розглянутій темі.