Aufbau hocheffizienter quasiresonanter Stromversorgungen mit Synchrongleichrichtung auf Basis von Renesas HA16163-Controllern. Alles über Schaltnetzteile Resonanznetzteile mit hocheffizienter Schaltung

Dieser Artikel wurde auf der Grundlage von Materialien erstellt, die von gesendet wurden Alexander Germanowitsch Semenow, Direktor des russisch-moldauischen Wissenschafts- und Produktionsunternehmens „Elkon“, Chisinau. An der Erstellung des Artikels war auch der Chefingenieur des Unternehmens beteiligt Alexander Anatoljewitsch Penin. Alexander Germanovich schreibt:
„Als Spezialisierung auf dem Gebiet der Stromversorgung ist es uns gelungen, eine Methode zum Aufbau von Resonanzwandlern mit tiefgreifender Anpassung der Ausgangsparameter zu entwickeln, die sich von den bisher bekannten unterscheidet. Für diese Methode wurde ein internationales Patent erhalten. Die Vorteile der Methode sind am größten Dies kommt beim Bau leistungsstarker Quellen – von 500 bis zu mehreren zehn Kilowatt – voll zur Geltung. Der Konverter benötigt keine schnellen Schutzschaltungen gegen Kurzschlüsse am Ausgang, da es in keinem Modus zu einer Unterbrechung des Schaltstroms kommt. Es besteht die Möglichkeit, dass Durchgangsströme auftreten Da der Wandler physikalisch (ohne Rückkopplung) eine Stromquelle ist, ist es nun möglich, den Siebkondensator des Netzgleichrichters auf den Ausgang des Wandlers zu übertragen, wodurch ein Leistungsfaktor von 0,92–0,96 erreicht werden konnte abhängig von der Belastung. Die Frequenz des Schwingkreises ändert sich nicht, wodurch die Strahlung des Wandlers in alle Richtungen effektiv gefiltert werden kann. Die praktische Umsetzung erfolgt in Form von Stromquellen für den elektrochemischen Schutz – kathodische Schutzstationen der Marke Elkon. Leistung 600, 1500, 3000 und 5000 Watt. Der Wirkungsgrad im Nennmodus liegt bei 0,93-095. SKZ hat die Zertifizierungstests bei NPO „VZLET“ bestanden. Die Umsetzung ist langsam und langwierig. All dies bestätigt die Realisierbarkeit der Idee. Mir scheint jedoch, dass es für den kommerziellen Erfolg notwendig ist, die Idee bekannt zu machen, um Aufmerksamkeit auf sie zu lenken.“
Nun, es ist immer eine Freude, Kollegen zu helfen, insbesondere da die Idee, die den Elcon-Produkten zugrunde liegt, neu ist.

Derzeit werden leistungselektronische Geräte und für den professionellen Einsatz entwickelte Geräte aktiv nach Kriterien wie Gewicht, Abmessungen, Effizienz, Zuverlässigkeit und Kosten optimiert. Diese Anforderungen werden immer strenger, das heißt, der Kunde möchte ein Gerät mit minimalen Abmessungen und Gewicht, gleichzeitig mit hoher Effizienz, hoher Zuverlässigkeit und niedrigen Kosten.

Um die Verbrauchereigenschaften von Produkten zu verbessern, ist es notwendig, auf bekannte Maßnahmen zurückzugreifen: Erhöhung der Betriebsfrequenzen der Wandlung, Reduzierung von Leistungsverlusten an Leistungselementen, Reduzierung oder Beseitigung dynamischer Überlastungen im Leistungsteil der Schaltung. Oft widersprechen sich diese Maßnahmen und um bestimmte Ergebnisse zu erzielen, geht der Entwickler einige, manchmal sehr schwierige Kompromisse ein. Daher ist eine weitere Optimierung der Parameter der Umrichtertechnologie nur durch die Umstellung auf neue Prinzipien für den Aufbau dieser Geräte möglich.

Um zu verstehen, wie grundlegend sich die von Elcon angebotene Methode der Spannungsregulierung unterscheidet und welche Neuheit darin liegt, sprechen wir zunächst über das traditionelle Design von Reglern. DC-DC-Wandler (DC/DC-Wandler), eine bedeutende Geräteklasse im Bereich der Leistungselektronik, werden traditionell nach folgendem Schema aufgebaut: Der Primärzwischenkreis wandelt Gleichspannung in hochfrequente Wechselspannung um; Der sekundäre Zwischenkreis wandelt Wechselspannung in Gleichspannung um. Der Wandler enthält normalerweise einen Regler, der die Ausgangsgleichspannung regelt oder auf dem erforderlichen Niveau hält.

Die Hochfrequenzumwandlung kann mit verschiedenen Schaltkreisen durchgeführt werden. Wenn wir jedoch von Push-Pull-Schaltkreisen sprechen, können wir zwei Arten nennen: Schaltkreise mit rechteckiger Form des Leistungsschalterstroms und resonante Schaltkreise mit sinusförmigem (oder quasi-sinusförmigem) Strom ) Form des Schaltstroms.

Der Betriebswirkungsgrad von Umrichtern wird maßgeblich durch dynamische Schaltverluste an Leistungselementen beim Schalten von Betriebsstromwerten bestimmt. Die Erfahrung bei der Entwicklung von Wandlern mit einer Leistung von mehr als 100 W zeigt, dass diese Verluste vor allem durch den Einsatz von Schaltelementen (Transistoren) mit kurzen Schaltzeiten und durch die Ausbildung der richtigen Schalttrajektorie reduziert werden können. Die aktuelle Elementbasis weist natürlich recht hohe dynamische Eigenschaften auf, ist aber dennoch alles andere als ideal. Daher führen technologische Einschränkungen häufig zu erheblichen Überspannungen an den Elementen des Stromkreises, wodurch die Gesamtzuverlässigkeit des Wandlers verringert wird.

Eine wichtige Aufgabe ist die Ausbildung des richtigen Schaltpfades, der auch Schaltüberspannungen deutlich reduzieren kann. Dieses Verfahren ermöglicht das sogenannte „sanfte“ Schalten durch Umverteilung der Energie zwischen dem eigentlichen Leistungsteil des Schaltelements (Transistorschalter) und dem Umformelement. Die Reduzierung der Verluste erfolgt durch die Rückführung der angesammelten Energie. Erinnern wir uns daran, dass bekannte Vertreter der Umformelemente alle Arten von RCD-Schaltungen, Dämpfungswiderständen, Beschaltungselementen usw. sind.

Die Praxis der Entwicklung echter Konverter zeigt, dass man bei der Entwicklung eines Geräts mit einer Nennleistung von Hunderten bis Tausenden Watt buchstäblich für jedes Watt Wirkleistung „geben“ muss, um die Wärmeverluste, die den Gesamtwert reduzieren, so weit wie möglich zu reduzieren Effizienz des Konverters.

Ein weiteres Problem betrifft die Notwendigkeit eines Hochgeschwindigkeitsschutzes gegen Kurzschlüsse (Kurzschlüsse) in der Last. Das Problem besteht vor allem darin, dass ein zu schneller Schutz zu anfällig für Fehlalarme wird und den Konverter auslöst, selbst wenn keine Gefahr für ihn besteht. Ein zu langsamer Schutz ist resistent gegen Fehlalarme, schützt das Gerät aber wahrscheinlich nicht. Es erfordert viel Aufwand, einen optimalen Schutz zu entwerfen.

Vor diesem Hintergrund wird der klassische Hochfrequenzumrichter den modernen Anforderungen an die Energieumwandlungstechnik nicht ganz gerecht. Es müssen neue Wege zur Konstruktion dieser Geräte gefunden werden.

In letzter Zeit haben Ingenieure Resonanzwandlern als Geräten mit großem Leistungspotenzial Aufmerksamkeit geschenkt. Bei Resonanzwandlern sind die dynamischen Verluste grundsätzlich geringer, sie erzeugen deutlich weniger Störungen, da das Schalten nicht mit geraden, oberwellenreichen Flanken, sondern mit einer glatten, nahezu sinusförmigen Signalform erfolgt. Resonanzwandler sind zuverlässiger; sie benötigen keinen schnellen Schutz gegen Kurzschlüsse (Kurzschlüsse) in der Last, da der Kurzschlussstrom auf natürliche Weise begrenzt ist. Aufgrund der Sinusform des Stroms erhöhen sich zwar die statischen Verluste in den Leistungselementen etwas, aber da Resonanzwandler keine so hohen Anforderungen an die Schaltdynamik von Leistungselementen stellen, können IGBT-Transistoren der Standardklasse verwendet werden, bei denen die Sättigungsspannung vorliegt ist niedriger als die von Warp-Speed-IGBT-Transistoren. Sie können auch an SIT-Transistoren und sogar an bipolare Transistoren denken, obwohl es nach Meinung des Autors der Website besser ist, sich an letztere in diesem Zusammenhang zu erinnern.

Aus Sicht des Aufbaus eines Stromkreises sind Resonanzwandler einfach und zuverlässig. Aufgrund grundlegender Probleme bei der Ausgangsspannungsregelung konnten sie herkömmliche Halbbrücken- und Vollbrückenwandler bisher jedoch nicht ersetzen. Herkömmliche Umrichter nutzen das auf Pulsweitenmodulation (PWM) basierende Steuerungsprinzip, hier treten keine Schwierigkeiten auf. Bei resonanten Wandlern führt der Einsatz von PWM und anderen speziellen Methoden (z. B. Frequenzregelung durch Änderung der Schaltfrequenz) zu einer Erhöhung der dynamischen Verluste, die teilweise vergleichbar werden oder die Verluste bei klassischen Wandlern sogar übertreffen. Der Einsatz von Umformschaltungen rechtfertigt sich in einem begrenzten Frequenzbereich und bei sehr geringer Regelungstiefe. Es gibt eine etwas effektivere Methode, die auf einer deutlichen Reduzierung der Schaltfrequenz basiert, was zu einer Verringerung des durchschnittlichen Laststroms und damit der Ausgangsleistung führt. Diese Methode der Frequenzregelung kann aber auch als Kompromiss bezeichnet werden und wird daher den modernen Anforderungen nicht ausreichend gerecht.

Und doch erwiesen sich Resonanzwandler als so verlockend, dass mehrere weitere Möglichkeiten erfunden wurden, um ihre Effizienz und Regulierungstiefe zu erhöhen. Leider erwiesen sich auch diese Ideen als nicht ausreichend wirksam. Die Verwendung eines zusätzlichen am Ausgang installierten Impulsreglers führt dazu, dass eine weitere Umwandlungsstrecke erforderlich ist, und verringert somit den Wirkungsgrad. Die Konstruktion mit Schaltwindungen des Transformators verkompliziert den Wandler wiederum erheblich, erhöht seine Kosten und macht den Einsatz im Verbraucherbereich unmöglich.

Aus dem oben Gesagten können wir schließen, dass das Hauptproblem, das den weit verbreiteten Einsatz von Resonanzwandlern verhindert, in der Schaffung einer wirksamen Methode zur Tiefenregelung der Ausgangsspannung liegt. Wird dieses Problem gelöst, ist es möglich, die Eigenschaften leistungselektronischer Geräte und deren weitere Verbreitung in bereits erschlossene und neue Anwendungsgebiete der Umrichtertechnik deutlich zu verbessern.

Elkon-Spezialisten haben bei der Erforschung von Steuerungsmethoden durch die Reduzierung der Schaltfrequenz erhebliche Fortschritte erzielt. Diese Methode wurde als Grundlage genommen, da sie den Hauptvorteil des Resonanzkreises beibehält – das Schalten bei Nullstrom. Die Untersuchung der in einem herkömmlichen Resonanzwandler ablaufenden Prozesse ermöglichte es, seine Schaltung zu verfeinern und einen wirksameren Steuermechanismus für einen weiten Lastbereich und einen akzeptablen Frequenzbereich zu finden, was die Grundlage für ein internationales Patent bildete. Darüber hinaus konnte die gleiche Amplitude der Leistungstransistorströme sowohl im Nennlastmodus als auch im Kurzschlussmodus, das Fehlen von Durchgangsströmen durch Leistungstransistoren auch bei maximaler Schaltfrequenz und eine „weiche“ Lastcharakteristik erreicht werden ( viel besser als die eines herkömmlichen Resonanzwandlers).

Die komplette Schaltung des modernisierten Resonanzwandlers ist Gegenstand des Know-hows von Elcon. Damit der Leser jedoch verstehen kann, worin die Verbesserung besteht, werden im Folgenden Informationen aus dem Patent „Verfahren zur kontrollierten resonanten Gleichspannungswandlung“ bereitgestellt.

Die Erfindung dient der Realisierung leistungsstarker, kostengünstiger und effizienter einstellbarer Hochfrequenz-Transistor-Resonanzspannungswandler für verschiedene Anwendungen. Dies können Schweißkonverter, Induktionsheizanlagen, Funkübertragungsgeräte und mehr sein.

Es gibt einen Prototyp eines einstellbaren Resonanzspannungswandlers, der in veröffentlicht wurde. Im Prototyp wird eine Schwingung mit eigener Periode To und der Schaltperiode der Leistungsschalter Tk erzeugt; Es werden kapazitive und induktive Energiespeicher mit Verbrauch aus einer Konstantspannungsquelle und Übertragung eines Teils der Energie an die Last mit einem Gleichrichter verwendet; Die Spannungsregelung erfolgt durch Verstimmung aus der Resonanz mit einer Periode natürlicher Schwingungen To der Schaltfrequenz Tk, nahe To.

Wie oben erwähnt, führt die Verstimmung zu einem erheblichen Anstieg der dynamischen Verluste und verringert im Allgemeinen die Zuverlässigkeit des Wandlers, da durch die Verstimmung der Hauptvorteil eines resonanten Wandlers verloren geht – das Schalten bei Nullströmen. All dies führt dazu, dass die Methode nur in Umrichtern mit geringer Leistung eingesetzt werden sollte.

Es gibt einen näheren Prototyp, der in der Arbeit veröffentlicht wurde. Auch dieser Prototyp erzeugt eine Schwingung mit eigener Periode To und der Schaltperiode der Tasten Tk, jedoch Tk>To; Es werden kapazitive und induktive Energiespeicher mit Verbrauch aus einer Konstantspannungsquelle und Übertragung eines Teils der Energie an die Last mit einem Gleichrichter verwendet; Die Ausgangsspannung wird durch Änderung der Schaltperiode Tk geregelt. Allerdings wird hier die überschüssige Energie des kapazitiven Speichers durch die Entladung des kapazitiven Speichers durch die Last wieder an die Stromquelle zurückgegeben und die Front der Stromimpulse der Leistungsschalter wird durch zusätzliche induktive Speicher begrenzt. Diese Methode behält den Hauptvorteil eines Resonanzwandlers bei – die Fähigkeit, Leistungsschalter bei Nullströmen zu schalten.

Leider weist auch dieser Prototyp einige Mängel auf. Einer der grundsätzlichen Nachteile ist die Erhöhung des Stroms der Schalter bei Überlastungen oder Kurzschlüssen im Lastkreis bei Nenn- oder Maximalfrequenz. Da in diesem Fall die induktiven Elemente eine große Energiemenge speichern, hat sie keine Zeit, in einem kurzen Zeitraum (Tk-To)/2 vollständig zur Stromquelle zurückzukehren. Ein weiterer Nachteil ist die erzwungene Unterbrechung des Stromflusses durch die Schalter trotz gesetzter Kommutierungsflanke. Hier ist ein komplexer Schutz wichtiger Elemente erforderlich, der den Gesamtbereich der Spannungsregelung einschränkt, was zu einer Einengung des Anwendungsbereichs des Wandlers führt.

Das Gerät, mit dem dieses Verfahren umgesetzt werden kann, ist ein herkömmlicher resonanter Halbbrückenwandler mit einem kapazitiven Spannungsteiler (kapazitiver Speicher) und einem induktiven Speicher, angeschlossen mit einer Last zwischen dem Halbbrückentransistorgestell und dem Mittelanschluss des kapazitiven Teilers . In den Zweigen oder Stromkreisen jedes Schlüsselelements sind zusätzliche induktive Akkumulatoren enthalten.

Das von Elcon vorgeschlagene Gerät löst das Problem der Bereitstellung eines breiten Bereichs der Lastspannungsregelung und erweitert somit den Anwendungsbereich. In der neuen Methode findet man einige Analogien zu den Prototypen und: Es werden Schwingungen mit einer natürlichen Periode To und einer Schaltperiode Tk erzeugt, wobei Tk>To ebenfalls ein kapazitiver und induktiver Speicher mit Verbrauch aus einer Konstantspannungsquelle verwendet wird und ein Teil der Energie wird mit einem Gleichrichter an die Last übertragen, außerdem erfolgt die Rückführung überschüssiger Energie vom kapazitiven Speicher zurück zur Quelle, die Spannungsregelung erfolgt durch Änderung von Tk. Die Neuheit des Verfahrens besteht darin, dass gleichzeitig mit den ersten Schwingungen zweite Schwingungen mit eigener Periode To und Schaltperiode Tk erzeugt werden, wobei derselbe kapazitive Speicher und ein zweiter induktiver Speicher verwendet werden, wobei Energie aus dem kapazitiven Speicher verbraucht und Energie übertragen wird an die Last mit einem Gleichrichter.

Das Hauptmerkmal des vorgeschlagenen Verfahrens ist der gleichzeitige Fluss der Ströme der ersten und zweiten Schwingungen durch die Schlüsselelemente, so dass der Gesamtstrom durch sie keine Unterbrechung erleidet, wodurch die Energie von induktiven Speichern zurückgegeben werden kann bei maximaler Frequenz, auch wenn ein Kurzschluss auftritt. Gleichzeitig bleibt die aktuelle Amplitude der Schlüsselelemente auf dem Niveau der Nominalwerte. Dieses Verfahren „funktioniert“ über den gesamten Bereich der Schaltperioden Tk, wodurch das Problem eines Resonanzwandlers erfolgreich gelöst wird.

Das abgebildete Gerät Abbildung 1, enthält einen gesteuerten Master-Impulsgenerator (1), dessen Ausgänge mit den Gates der Transistoren (2) und (3) verbunden sind und so ein Halbbrückengestell (Halbbrückenarm) bilden. Der gemeinsame Verbindungspunkt der Transistoren (2) und (3) ist über einen kapazitiven Speicher (Resonanzkondensator), bezeichnet mit (5), mit einem der Anschlüsse der Transformator-Gleichrichter-Last (6) verbunden. Induktive Akkumulatoren (Resonanzdrosseln), bezeichnet mit (7) und (8), sind in Reihe geschaltet. Ihr gemeinsamer Anschlusspunkt ist mit einem weiteren Lastanschluss (6) verbunden. Die Versorgungsspannungsquelle (9) ist mit den unteren Anschlüssen der Induktivität (7) und dem Emitter des Transistors (2) verbunden. Der obere Anschluss der Induktivität (8) ist mit dem Kollektor des Transistors (3) verbunden.

An Figur 2 Es werden Diagramme gezeigt, die den Betrieb dieses Resonanzwandlers zeigen. Der Hauptoszillator (1) erzeugt die in gezeigten Paraphasen-Steuerimpulse Abb.2 a-b, Dauer To/2 und einstellbarer Schaltperiode Tk, die wiederum die Transistoren (2) und (3) öffnen. Im stationären Betriebsmodus des Wandlers wird zum Zeitpunkt t1 ein Steuerimpuls an den Transistor (2) angelegt und ein sinusförmiger Stromimpuls I1 beginnt durch ihn zu fließen, dargestellt in Abb. 2c, - die sogenannten „ersten Schwingungen“. Gleichzeitig fließt weiterhin Strom I2 durch die antiparallele (entgegengesetzte) Diode (4) des Transistors (3) – die „zweiten Schwingungen“.

Figur 3 Der erste Zyklus der Schaltung

An Figur 3 Dargestellt ist der erste Betriebszyklus der Schaltung, der ihr Verhalten im Intervall (t1…t2) widerspiegelt. Resonanzkondensator (5) mit Spannung U5, dessen Diagramm in dargestellt ist Abb.2 d., wird über eine Transformator-Gleichrichter-Last (6) aufgeladen, die einen Transformator (6.1), einen Gleichrichter (6.2) und die Last selbst (6.3) umfasst. Die erste Resonanzdrossel (7) speichert Energie. Gleichzeitig wird der Resonanzkondensator (5) über die zweite Resonanzdrossel (8) mit einer Spannung U8 entladen, deren Verlauf in dargestellt ist Abb.2 d. Der Induktor (8) speichert Energie entsprechend der in der Grafik angegebenen Polarität.

Figur 4 Der zweite Zyklus der Schaltung

An Figur 4 Dargestellt ist der zweite Betriebszyklus der Schaltung, der ihr Verhalten im Intervall (t2…t3) widerspiegelt. Der Resonanzkondensator (5) wird weiterhin über die Transformator-Gleichrichter-Last (6) und die erste Resonanzdrossel (7) aufgeladen. Außerdem wird der Resonanzkondensator (5) über die zweite Resonanzdrossel (8) wieder aufgeladen, die entsprechend der vorgegebenen Polarität bereits Energie abgibt.

Abbildung 5 Der dritte Zyklus der Schaltung

An Abbildung 5 Dargestellt ist der dritte Zyklus des Schaltkreisbetriebs, der sein Verhalten im Intervall (t3…t4) widerspiegelt. Der Resonanzkondensator (5) lädt sich über die Transformator-Gleichrichter-Last (6) und die erste Resonanzdrossel (7) weiterhin mit der im Diagramm dargestellten Spannung U7 auf Abb.2 e. Gleichzeitig wird der Resonanzkondensator (5) bereits von der zweiten Resonanzinduktivität (8) aufgeladen, die entsprechend der vorgegebenen Polarität weiterhin Energie abgibt.

Abbildung 6 Der vierte Zyklus der Schaltung

An Abbildung 6 Dargestellt ist der vierte Betriebszyklus der Schaltung, der ihr Verhalten im Intervall (t4…t5) widerspiegelt. Der Resonanzkondensator (5) lädt sich weiterhin über die Transformator-Gleichrichter-Last (6) und die erste Resonanzinduktivität (7) auf, die bereits Energie entsprechend der in der Abbildung angegebenen Polarität abgibt. Gleichzeitig wird der Resonanzkondensator (5) durch die zweite Resonanzinduktivität (8) weiter aufgeladen.

An Abbildung 8 Dargestellt ist der sechste Taktzyklus der Schaltung, der ihr Verhalten im Intervall (t6…t7) widerspiegelt. Der Resonanzkondensator (5) überträgt bereits Energie über die Transformator-Gleichrichter-Last (6) und die erste Resonanzinduktivität (7) an die Stromquelle (9). Der Strom I1 ändert seine Richtung.

Abbildung 9 Der siebte Zyklus der Schaltung

An Abbildung 9 Dargestellt ist der siebte Taktzyklus der Schaltung, der ihr Verhalten im Intervall (t7...t8) widerspiegelt. Der Steuerimpuls wird dem Transistor (3) zugeführt und entsprechend beginnt ein sinusförmiger Stromimpuls I2 zu fließen Abb. 2c, durch diesen Transistor („zweite Schwingung“). Der Strom I1 fließt auch weiterhin durch die antiparallele Diode (10) des Transistors (2) – die „erste Schwingung“. Der Resonanzkondensator (5) liefert Energie über die Transformator-Gleichrichter-Last (6) und die erste Resonanzinduktivität (7) an die Versorgungsspannungsquelle (9) und an die zweite Resonanzinduktivität (8).

An Abbildung 11 Dargestellt ist der neunte Zyklus des Schaltkreisbetriebs, der sein Verhalten im Intervall (t9…t10) widerspiegelt. Alle Speicher geben ihre Energie ab.

An Abbildung 13 Es wird der letzte Zyklus des Schaltkreisbetriebs angezeigt, der sein Verhalten im Intervall (t11…t1) widerspiegelt. Der Resonanzkondensator (5) wird entladen, anschließend wiederholen sich die Vorgänge.

Bitte beachten Sie: Im Zeitintervall t6-t7 wird Energie zur Quelle zurückgeführt, da der Strom I1 seine Richtung ändert. Die negative Amplitude des Stroms I1 wird durch die Belastung des Wandlers bestimmt. Diese Tatsache bestimmt die zusätzlichen Vorteile der Methode: Die Amplitude des Stroms durch die Schalter erhöht sich erst, wenn ein Kurzschluss in der Last auftritt. Außerdem entfällt das Problem der Durchgangsströme vollständig, was die Steuerung von Transistoren vereinfacht und zuverlässig macht. Das Problem, schnelle Schutzmaßnahmen zur Verhinderung von Kurzschlüssen zu schaffen, entfällt ebenfalls.

Diese Idee war die Grundlage für Prototypen sowie Serienprodukte, die Elcon derzeit produziert. Beispielsweise erhält ein Spannungswandler mit einer Leistung von 1,8 kW, der für eine kathodische Schutzstation für unterirdische Rohrleitungen ausgelegt ist, Strom aus einem einphasigen Wechselstromnetz von 220 V 50 Hz. Es werden IGBT-Leistungstransistoren der ultraschnellen Klasse IRG4PC30UD mit eingebauter Gegendiode verwendet, die Kapazität des Resonanzkondensators (5) beträgt 0,15 μF, die Induktivität der Resonanzdrosseln (7) und (8) beträgt jeweils 25 μH . Die Eigenschwingungsdauer To beträgt 12 μs, das Übersetzungsverhältnis des Transformators (6.1) beträgt 0,5, was den Nennlastbereich (0,8…2,0) Ohm bestimmt. Bei einem Mindestwert der Schaltperiode Tk von 13 μs (bei einer Schaltfrequenz fk von 77 kHz) und einer Last von 1 Ohm betragen die Amplituden der Ströme I1 bzw. I2 plus 29 A bzw. minus 7 A . Bei einer Last von 0,5 Ohm betrugen die Amplituden der Ströme I1 und I2 jeweils plus 29 A und minus 14 A. Im Falle eines Kurzschlusses sind diese Werte plus 29 A und minus 21 A, der Durchschnitt Der Strom durch die Last beträgt 50 A, das heißt, der Effekt der Begrenzung des Kurzschlussstroms zeigt sich.

An Abbildung 14 zeigt die Familie der Einstelleigenschaften des Wandlers. Es ist zu beachten, dass über den gesamten Schaltfrequenzbereich Schaltimpulse stromlos angelegt werden. Diese Ergebnisse wurden im Schaltungsmodellierungssystem OrCAD 9.1 ermittelt und anschließend an einem Modell in Originalgröße getestet.

Zum Vergleich, weiter Abbildung 15 Es wird eine Familie von Einstelleigenschaften eines klassischen Resonanzwandlers mit ähnlicher Leistung vorgestellt. Die minimale Schaltperiode Tk erhöht sich durch das Auftreten von Durchgangsströmen und beträgt 14 μs (bei einer Schaltfrequenz fk gleich 72 kHz). Für diese Nennfrequenz wird der Nullstrom-Schaltmodus durchgeführt. Bei einem Lastwiderstand von 1 Ohm beträgt die Amplitude des Laststroms 30A, bei einem Widerstand von 0,5 Ohm beträgt die Amplitude bereits 58A. Im Falle eines Kurzschlusses beträgt die Amplitude des Stroms durch die Transistoren mehr als 100 A, das Schalten der Leistungstransistoren erfolgt nicht mehr bei Nullströmen und der durchschnittliche Laststrom beträgt mehr als 180 A. Also wie gesagt Früher ist ein schneller Kurzschlussschutz erforderlich, um einen Unfall zu vermeiden.

Der Steuerabschnitt „A“ (dünne Linien) charakterisiert den Schaltmodus nicht im Nullstrom. Von praktischem Interesse ist der Regelungsabschnitt „B“, wenn die Schaltfrequenz zwei- oder mehrmals kleiner als die Nennfrequenz ist. Es ist festzustellen, dass die Regulierungstiefe auf diese Weise bei einem klassischen Wandler deutlich geringer ist als beim Elkon-Wandler und die Notwendigkeit, mit einer niedrigeren Schaltfrequenz zu arbeiten, die spezifische Energieleistung des klassischen Wandlers verschlechtert. Der vorgeschlagene Elkon-Wandler verfügt über praktisch akzeptable Steuereigenschaften und eine Reihe von Änderungen der Schaltfrequenz.

Unter Berücksichtigung der Soft-Load-Kennlinie ist es durch die Phasenregelung zweier parallel geschalteter Wandler mit Wechselspannung möglich, die Ausgangsspannung auf eine feste Frequenz zu regeln. Diese Option wurde an einem 1,2-kW-Prototyp getestet. Die Ausgangsspannung variiert von Null bis Maximum.

Die erhaltenen Ergebnisse legen nahe, dass Spannungswandler, die das neue Resonanzumwandlungsverfahren verwenden, eine breitere Anwendung in allen Einsatzbereichen herkömmlicher Wandler mit PWM-Regelung für mehrere zehn kW oder mehr finden werden.

Und jetzt ein wenig über Serienprodukte. Das Unternehmen Elkon produziert:
- Kathodenschutzanlagen mit einer Leistung von 0,6, 1,5, 3,0 und 5,0 kW, mit einem Wirkungsgrad im Nennbetrieb von nicht weniger als 93 %;
- Quellen zum manuellen Lichtbogenschweißen mit einer Leistung von 5,0 und 8,0 kW, gespeist aus einem 220-Volt-50-Hz-Netz;
- Quellen zum manuellen Lichtbogenschweißen mit einer Leistung von 12 kW, angetrieben durch ein dreiphasiges Netz von 380 Volt 50 Hz;
- Quellen zum Erhitzen von Schmiederohlingen mit einer Leistung von 7,0 kW, gespeist aus einem 220-Volt-50-Hz-Netz;
- Konverter für eine Hochspannungs-Solarbatterie mit einer Leistung von 5,0 kW bei einer Eingangsspannung von 200 bis 650 V und einer Ausgangsspannung von 400 V; Durch Modulation der Ausgangsspannung des Wandlers nach einem Sinusgesetz mit einer Frequenz von 100 Hz und anschließender Halbwellenverteilung wird Strom von der Solarbatterie in das 220-Volt-50-Hz-Netz übertragen.
Die Mitarbeiter des Unternehmens hoffen, dass diese Idee auch erfahrene Funkamateure inspirieren wird, die sich mit der Konstruktion von Schweißgeräten beschäftigen.

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Verwendung: Entwicklung von Hochfrequenz-Schaltnetzteilen. Das Wesentliche der Erfindung: Die Stromquelle enthält einen Schlüsseltransistor-Spannungswandler 1, der in Form einer Halbbrückenschaltung aus Transistoren 4,5 und Kondensatoren 6,7 ausgeführt ist, und eine Frequenzsteuereinheit 25, die in Form einer Reihenschaltung ausgeführt ist Knoten 26 zum Umwandeln von Spannung in Widerstand und Knoten 27 zum Umwandeln von Widerstand in Frequenz Der Ausgangskreis des Wandlers 1 umfasst einen Resonanzkreis aus der Induktivität 8 und den Kondensatoren 9, 10. Stabilisierung von Änderungen der Betriebsfrequenz des Wandlers 1 in Abhängigkeit von Änderungen der Ausgangsspannung. Die Bildung einer speziellen Form des Basisstroms der Transistoren 4, 5 mithilfe des Blocks 25 und der auf den Elementen 15-22 hergestellten Ketten reduziert Verluste sowohl beim Einschalten des Stroms als auch beim Ausschalten der Transistoren 4, 5. f-ly, 3 Abb.

Die Erfindung bezieht sich auf die Elektrotechnik und kann bei der Entwicklung hochwertiger Schaltnetzteile eingesetzt werden. Ein bekannter Impulsspannungsstabilisator enthält einen Gegentakt-Halbbrücken-Spannungswandler, dessen Eingang mit den Eingangsklemmen verbunden ist und dessen Ausgang über einen Gleichrichter und ein Filter mit den Ausgangsklemmen eines Pulsweitenmodulators verbunden ist die mit den Steuereingängen des Gegentakt-Halbbrückenspannungswandlers, einem Rechteckgenerator, einem Sägezahnspannungstreiber, einer Referenzspannungsquelle und zwei Transistoren (1) verbunden sind. Die bekannte Vorrichtung löst das technische Problem der Effizienzsteigerung durch die Verwendung variabler Spannungen zum Vergleich im Pulsweitenmodulator: Rechteckreferenz und Sägezahn, proportional zur Eingangsspannung. Die Ermittlung und der Vergleich solcher Spannungen erfordert einen geringeren Energieaufwand. Und die Verwendung des Referenzspannungsquellenstroms zur gleichzeitigen Steuerung der Transistoren eines Push-Pull-Halbbrücken-Spannungswandlers zusammen mit der Verwendung passiver PWM erhöht die Effizienz weiter. PWM-Netzteile sind heutzutage weit verbreitet. Allerdings zeichnen sie sich durch zu hohe Verluste aus, da sie zu sogenannten hartschaltenden Schaltkreisen gehören. Beim harten Schalten schaltet der eingeschaltete Transistorschalter in dem Moment aus, in dem Strom durch ihn fließt, und der ausgeschaltete Transistorschalter schaltet ein, wenn an ihm Spannung anliegt, also umso häufiger dieser Schalter ein- und ausgeschaltet wird , desto größer sind die Verluste. In diesem Fall sollte die Schaltzeit des Transistors (Dauer des Ein- oder Ausschaltens) möglichst kurz sein. Der Nachteil der bekannten Vorrichtung sind somit hohe Verluste, d.h. geringe Effizienz. Damit die Verluste minimal sind, sollte sich der Transistorschalter idealerweise ausschalten, wenn der Strom durch ihn Null ist (Nullstromschalten) und einschalten, wenn die Spannung an ihm Null ist (Nullspannungsschalten). Die derzeit beste Lösung für Hochfrequenz-Schaltnetzteile ist der Einsatz von Resonanzkreisen. Im Gegensatz zu Netzteilen mit PWM „mildern“ Resonanzkreise den Schaltmodus und helfen so, Schaltverluste zu reduzieren. Dadurch bieten resonante Netzteile einen höheren Wirkungsgrad bei gleicher Betriebsfrequenz. Ein bekanntes Resonanznetzteil enthält einen Schlüsseltransistor-Spannungswandler, Eingangsanschlüsse mit Eingangsklemmen und ist in Form einer Halbbrückenschaltung ausgeführt, in deren Ausgangskreis ein Resonanzkreis enthalten ist, der aus einer parallel geschalteten Reihenschaltung besteht die Induktivität und der erste Kondensator und ein zweiter Kondensator, und parallel zum ersten Kondensator ist die Primärwicklung des Ausgangstransformators eingeschaltet, dessen Sekundärwicklung über einen Gleichrichter und Filter und die Frequenzsteuereinheit mit den Ausgangsklemmen verbunden ist , dessen Ausgänge mit den Steuereingängen des Tasttransistor-Spannungswandlers verbunden sind, dessen Leistungsanschlüsse durch Sperrdioden (2) überbrückt sind. Die bekannte Stromquelle ist ein Analogon, das hinsichtlich der Gesamtheit der wesentlichen Merkmale der vorgeschlagenen Erfindung am nächsten kommt. Allerdings weist die bekannte Stromquelle auch erhebliche Schaltverluste auf, da die Frequenzsteuereinheit rechteckige Schwingungen erzeugt und daher auch der Steuerstrom des Wandlertransistors eine rechteckige Form aufweist. Das technische Ziel dieser Erfindung besteht darin, Verluste beim Schalten von Transistoren eines Schlüsseltransistor-Spannungswandlers zu reduzieren und den Stromverbrauch der Frequenzsteuereinheit zu reduzieren. Das technische Ergebnis, das durch die Verwendung der Erfindung erzielt werden kann, besteht darin, den Wirkungsgrad der resonanten Stromversorgung zu erhöhen. Das genannte technische Problem wird dadurch gelöst, dass in einem Resonanznetzteil ein Tasttransistor, ein Spannungswandler, Eingangsanschlüsse mit Ausgangsanschlüssen enthalten und in Form einer Halbbrückenschaltung ausgeführt sind, in deren Ausgangskreis sich ein Resonanzkreis befindet enthalten ist, bestehend aus einer Reihenschaltung, die aus der Induktivität und dem ersten Kondensator parallel geschaltet ist, und einem zweiten Kondensator, und parallel zum ersten Kondensator ist die Primärwicklung des Ausgangstransformators geschaltet, dessen Sekundärwicklung mit dem Ausgang verbunden ist Anschlüsse über einen Gleichrichter und Filter sowie eine Frequenzsteuereinheit, deren Ausgänge mit den Steuereingängen des Schlüsseltransistor-Spannungswandlers verbunden sind, deren Leistungsanschlüsse der Transistoren durch Sperrdioden überbrückt sind, erfolgt die Blockfrequenzsteuerung in Form von zwei Basiswiderständen und einer in Reihe geschalteten Diode sowie auf einem zusätzlichen Kondensator, der zwischen dem gemeinsamen Punkt der Widerstände und dem freien Ausgang der Diode angeschlossen ist, während die Steuereingänge der Transistoren über die entsprechenden Basisstromerzeugungsketten verbunden sind an die entsprechenden Steuereingänge des Schlüsseltransistor-Spannungswandlers, und der Knoten, der den Widerstand in Frequenz umwandelt, ist in Form eines Paraphasen-Multivibrators auf vier logischen Wechselrichtern, einem dritten und vierten Kondensator, einem zusätzlichen Transistor und drei Widerständen sowie den logischen Wechselrichtern ausgeführt sind paarweise in Reihe geschaltet, der erste mit dem zweiten und der dritte mit dem vierten, der dritte Kondensator ist zwischen den Ausgang des ersten und den Eingang des dritten logischen Inverters geschaltet und der vierte Kondensator ist zwischen den Ausgang geschaltet des dritten und des Ausgangs des ersten logischen Inverters ist der erste Widerstand parallel zum Ausgang der Spannungs-Widerstands-Wandlereinheit geschaltet und über den zweiten und dritten Widerstand mit den Ausgängen des ersten bzw. dritten verbunden logische Wechselrichter, wobei die Ausgänge des zweiten und dritten logischen Wechselrichters des vierten logischen Wechselrichters mit der Primärwicklung eines zusätzlichen Transformators verbunden sind, dessen zwei Sekundärwicklungen als Ausgänge der Widerstands-Frequenz-Umwandlungseinheit und Ausgänge der Frequenz verwendet werden Steuereinheit, deren Eingang der Eingang der Spannungs-Widerstands-Umwandlungseinheit ist, die mit den Ausgangspins verbunden ist. Darüber hinaus besteht die Spannungs-zu-Widerstand-Umwandlungseinheit aus einem zusätzlichen Transistor, dessen Ausgang als Ausgang der Spannung-zu-Widerstand-Umwandlungseinheit verwendet wird, und einem variablen Widerstand, der als Eingang der Spannung-zu-Widerstand-Umwandlungseinheit verwendet wird. Widerstandsumwandlungseinheit und einen vierten Widerstand, der zwischen den Eingang und den Ausgang der Spannungs-Widerstand-Umwandlungseinheit geschaltet ist. Widerstand und der Einstellanschluss des variablen Widerstands sind mit der Basis des zusätzlichen Transistors verbunden. Logikwechselrichter können mit 2I-NOT-Elementen hergestellt werden. Um den Start des Spannungswandlers sicherzustellen, ist der Zusatztransformator mit einer Anlaufwicklung ausgestattet, die mit dem Ausgangskreis des Schlüsseltransistor-Spannungswandlers in Reihe zum Resonanzkreis verbunden ist. Die Erfindung wird anhand von Zeichnungen näher erläutert. 1 zeigt ein Diagramm einer resonanten Stromversorgung; Abb. 2 Form des Basisstroms der Transistoren des Schlüsseltransistor-Spannungswandlers, in Abb. 3 seine Verstellcharakteristik. Das Resonanznetzteil (Abb. 1) enthält einen Schlüsseltransistor-Spannungswandler 1, der über einen Eingang mit den Ausgangsklemmen 2, 3 verbunden ist und in Form einer Halbbrückenschaltung aus Transistoren 4, 5 und Kondensatoren 6, 7 ausgeführt ist. In dessen Ausgangskreis ein Resonanzkreis enthalten ist, bestehend aus der parallel geschalteten Reihenschaltung aus der Induktivität 8 und dem ersten Kondensator 9 sowie dem zweiten Kondensator 10, ist der Ausgangstransformator 11 der Primärwicklung parallel geschaltet Der Kondensator 9 und die Sekundärwicklung sind über den Gleichrichter 12 und den Filter 13 mit dem Ausgang des Schlüsseltransistor-Spannungswandlers verbunden, der mit den Ausgangsklemmen verbunden ist, an die die Last 14 angeschlossen ist, Basisstromerzeugungsketten in Form einer Reihe -verbundene Basiswiderstände 15 und 16, 17, 18 und Dioden 19 und 20, und über zusätzliche Kondensatoren 21 und 22, die zwischen dem gemeinsamen Punkt der Widerstände 15, 16 und 17, 18 und den freien Anschlüssen der Dioden 19 und 20 jeweils sperrend angeschlossen sind Dioden 23 und 24, Nebenschlussstromanschlüsse der Transistoren 4 und 5, Frequenzsteuereinheit 25, hergestellt in Form von in Reihe geschalteten Knoten zur Umwandlung von Spannung in Widerstand 26 und einem Knoten zur Umwandlung von Widerstand in Frequenz 27. Knoten 27 zur Umwandlung von Widerstand in Frequenz enthält einen paraphasischen Multivibrator mit vier logischen Wechselrichtern 28, 29, 30, 31, einem dritten Kondensator 32, einem vierten Kondensator 33, einem zusätzlichen Transformator 34 und drei Widerständen 35, 36, 37, und die logischen Wechselrichter sind paarweise in Reihe geschaltet, 28 mit 29 und 30 mit 31, der dritte Kondensator 32 ist zwischen den Ausgang des logischen Inverters 28 und den Eingang des logischen Inverters 30 geschaltet, der vierte Kondensator 33 ist zwischen den Ausgang des logischen Inverters 30 und den Eingang des angeschlossen Beim logischen Inverter 28 ist der erste Widerstand 35 parallel zum Ausgang des Spannungs-Widerstand-Umwandlungsknotens 26 geschaltet, wobei der zweite Widerstand 36 und der dritte Widerstand 37 jeweils mit den Eingängen des logischen Inverters 28 und des logischen Inverters 30 verbunden sind Die Ausgänge des logischen Wechselrichters 29 und des logischen Wechselrichters 31 sind mit der Primärwicklung 38 eines zusätzlichen Transformators 34 verbunden, dessen Sekundärwicklungen 39 und 40 als Ausgänge des Knotens 27, der Widerstand in Frequenz umwandelt, und als Ausgänge der Frequenzsteuereinheit 25 verwendet werden . Die Logikinverter 28, 29, 30, 31 können beispielsweise auf 2I-NOT-Elementen hergestellt werden. Als Eingang der Frequenzsteuereinheit 25 wird der Eingang der Spannungs-Widerstands-Umwandlungseinheit 26 verwendet, der auf einem zusätzlichen Transistor 41 basiert, dessen Ausgang als Ausgang der Spannungs-Widerstands-Umwandlungseinheit verwendet wird 26, an einem variablen Widerstand 42, der als Eingang der Spannungs-Widerstand-Umwandlungseinheit 26 verwendet wird, und dem vierten Widerstand 43, der zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Spannung-Widerstand-Umwandlungseinheit 26 und dem Einstellanschluss angeschlossen ist Der variable Widerstand 42 ist mit der Basis des zusätzlichen Transistors 41 verbunden. Der Eingang der Frequenzsteuereinheit 25 ist mit der Last 14 verbunden. Um den Start des Schlüsseltransistor-Spannungswandlers zu gewährleisten, ist 1 zusätzlicher Transformator 34 mit a ausgestattet Startwicklung 44, verbunden mit dem Ausgangskreis des Schlüsseltransistorwandlers 1 in Reihe mit dem Resonanzkreis. Der paraphasische Multivibrator wird von einer separaten Stromquelle und von einer Referenzspannungsquelle (Elemente 45, 46) gespeist, indem über einen kapazitiven Filter 47 Spannung vom Ausgang des Gleichrichters 12 des Schlüsseltransistor-Spannungswandlers 1 an ihn angelegt wird. Widerstände 48, 49, 50, 51 stellen die erforderliche Betriebsart der Transistoren 4 und 5 ein. Das Resonanznetzteil funktioniert wie folgt. Beim Einschalten der Stromquelle wird der Schlüsseltransistor-Spannungswandler 1 aufgrund der positiven Rückkopplung der Startwicklung 44 des Zusatztransformators 34 erregt und beginnt niederfrequente Impulse zu erzeugen. An der Sekundärwicklung des Ausgangstransformators 11 entsteht eine Spannung, die über den Gleichrichter 12 die Mikroschaltung an den logischen Wechselrichtern 28.31 des Paraphasen-Multivibrators mit Strom versorgt. Der Multivibrator beginnt, Hochfrequenzimpulse zu erzeugen, die über den Transformator 34 in die Basisstromerzeugungskette der Transistoren 4 und 5 gelangen. Dank der Bildung des Basisstroms der Transistoren 4 und 5 des Wandlers 1 mithilfe der Frequenzsteuereinheit 25 und der Basisstromerzeugungsketten (Elemente 15,22) wird eine Reduzierung der Verluste der Transistoren 4 und 5 beim Schalten erreicht. Zum Zeitpunkt t 1 (Abb. 2) wird Transistor 4 eingeschaltet (bei Nullspannung eingeschaltet). Bei einem so starken Sprung des Basisstroms werden die Verluste beim Einschalten des Transistors reduziert. Der Transistor ist für die Zeit t 1 t 2 eingeschaltet und gesättigt. In diesem Fall nimmt der Basisstrom linear auf einen Wert von i b min ab. bei dem der Transistor noch gesättigt ist. Bei einem Wert von i b ist die Absorptionszeit t des Transistors im ausgeschalteten Zustand minimal, was zu einer Verringerung der Verluste beim Ausschalten des Transistors führt. Während der Zeit t 2 t 3, wenn der Basisstrom negative Werte annimmt, verkürzt sich die Abschaltzeit des Transistors aufgrund einer zusätzlichen Verkürzung von t. sinkt, wodurch die Wärmeverluste beim Ausschalten des Transistors reduziert werden. Durch die Bildung des Basisstroms der Transistoren 4 und 5 mit besonderer Form (Abb. 2) werden somit Verluste sowohl beim Ein- als auch beim Ausschalten der Transistoren des Wandlers 1 reduziert. Beim Einschalten des Transistors 4 steigt der Strom im Induktor 8 beginnt allmählich anzusteigen. Dieser Strom ist gleich der Summe aus dem Strom in der Primärwicklung des Transformators 11 und dem Ladestrom des Kondensators 9. Wenn die Spannung am Kondensator 9 und der Primärwicklung des Transformators 11 der Eingangsspannung entspricht, fällt die Spannung an der Induktivität 8 ab Null werden, woraufhin die in der Induktivität 8 gespeicherte Energie den Kondensator 9 aufzuladen beginnt. Nach einem Zeitintervall, das durch die eigene Resonanzfrequenz der Schaltung festgelegt wird, wird der Strom in der Induktivität 8 und folglich im Transistor 4 Null. Dann ändert der Strom durch die Induktivität 8 die Richtung und der Kondensator 9 beginnt sich zu entladen, wodurch der Stromfluss durch die Diode 23 aufrechterhalten wird. In diesem Fall schaltet der Transistor 4 ab (schaltet bei Nullstrom). Der resonante Halbzyklus zum Laden des Kondensators 10 beginnt nach dem Ausschalten des Transistors 4 und endet vor dem Einschalten des Transistors 5. Wenn beide Transistoren ausgeschaltet sind, wird Energie vom Induktor 8 zum Kondensator 10 übertragen. Wenn sich der Kondensator 10 lädt, steigt die Spannung an Transistor 4 steigt und an Transistor 5 sinkt. Wenn die Spannung am Transistor 5 auf Null sinkt, wird dieser verlustfrei eingeschaltet, während die Diode 24 dafür sorgt, dass die in der Induktivität 8 verbleibende Energie zurück zum Eingang der resonanten Stromquelle zurückgeführt wird. Der nächste Halbzyklus ist identisch mit dem ersten und beginnt mit dem Ausschalten von Transistor 5. Jetzt steigt die Spannung an Transistor 5, und die Spannung an Transistor 4 sinkt, und wenn sie auf Null fällt, schaltet Transistor 4 ohne Verlust ein. Wie bei anderen resonanten Stromversorgungen führt eine Änderung der Betriebsfrequenz des Wandlers 1 zu einer Änderung der Ausgangsspannung, und die Betriebsfrequenz des Wandlers 1 ist höher als seine Resonanzfrequenz, und der Arbeitspunkt der Umwandlung liegt auf der rechte Steigung der Resonanzkurve des Stromkreises (Abb. 3) in seinem geraden Abschnitt. Die Stabilisierung der Ausgangsspannung erfolgt durch Zuführung einer Gegenkopplungsspannung von der Last 14 zum Frequenzsteuerblock 25 und die Erzeugung von Steuerimpulsen in diesem Block für die Transistoren 4 und 5 des Wandlers 17. Im Frequenzsteuerblock 25 wird die Spannung wird über den Knoten 26 in einen Widerstand umgewandelt und anschließend über den Knoten 27 in einen Widerstand umgewandelt. Die Frequenzmodulation erfolgt durch Ändern des Widerstandswerts des Widerstands 35, der durch den Transistor 41 überbrückt wird. Der Widerstand 35 und die Kondensatoren 32, 33 sowie die Widerstände 36, 37 erfüllen die Funktion von Zeitglieder eines Paraphasenmultivibrators. Wenn die Ausgangsspannung aufgrund einer Erhöhung des Laststroms vom Wert U 0 auf U 2 sinkt, sinkt die Frequenz des Paraphasen-Multivibrators vom Wert f 1 auf den Wert f 3 (Abb. 3), während die Ausgangsspannung von Wandler 1 steigt auf den Wert U 1 und der Abfall der Ausgangsspannung wird quellenkompensiert. Somit bleibt die Ausgangsspannung des Resonanznetzteils unverändert. Ebenso wird die Ausgangsspannung durch Reduzierung des Laststroms stabilisiert. Auf der Resonanz-(Einstell-)Kennlinie (Abb. 3) verschiebt sich der Arbeitspunkt der Umwandlung entlang der Linie f 1, f 2, f 3: Je größer der Strom in der Last, desto näher liegt der Arbeitspunkt an der Frequenz und umgekehrt Umgekehrt gilt: Je niedriger der Strom in der Last, desto näher liegt der Arbeitspunkt an der Frequenz f 2 . Bei sehr großen Lastpunkten oder Kurzschlüssen in der Last verschiebt sich der Wandlungsarbeitspunkt nach links über die Resonanzfrequenz f p hinaus, wodurch die Spannung nahezu auf Null sinkt (Punkt f 4, Abb. 3). In diesem Fall erfolgt der Schutz vor Kurzschlüssen der Stromquelle ohne den Einsatz zusätzlicher Elemente. Der vorgeschlagene Aufbau der Frequenzsteuereinheit, insbesondere ihrer Widerstands-Frequenz-Umwandlungseinheit, ist sehr wirtschaftlich, weil zeichnet sich durch einen geringen Stromverbrauch aus. Somit ermöglicht diese Erfindung, den Wirkungsgrad einer resonanten Stromversorgung zu erhöhen.

BEANSPRUCHEN

1. Ein Resonanznetzteil, das einen Schlüsseltransistor-Spannungswandler enthält, dessen Eingang mit den Eingangsklemmen verbunden und in Form einer Halbbrückenschaltung ausgeführt ist, in deren Ausgangskreis ein Resonanzkreis geschaltet ist, der aus einer Reihenschaltung besteht parallel zum Induktor und dem ersten Kondensator und einem zweiten Kondensator und parallel zum ersten Der Kondensator ist mit der Primärwicklung des Ausgangstransformators verbunden, dessen Sekundärwicklung über einen Gleichrichter und Filter mit dem Ausgang des Schlüssels verbunden ist Transistor-Spannungswandler, der mit den Ausgangsanschlüssen verbunden ist, und eine Frequenzsteuereinheit, deren Ausgänge mit den Steuereingängen des Schlüsseltransistor-Spannungswandlers verbunden sind, dessen Leistungsanschlüsse durch Sperrdioden überbrückt sind, dadurch gekennzeichnet, dass Die Frequenzsteuereinheit ist in Form einer in Reihe geschalteten Spannungs-Widerstand-Umwandlungseinheit und einer Widerstand-Frequenz-Umwandlungseinheit ausgeführt. Als Transistoren des Schlüsseltransistor-Spannungswandlers werden Bipolartransistoren verwendet, deren Basisschaltungen sind Ausgestattet mit Basisstromerzeugungsketten in Form von in Reihe geschalteten zwei Basiswiderständen und einer Diode sowie einem zusätzlichen Kondensator, der zwischen dem gemeinsamen Punkt der Basiswiderstände und den freien Anschlüssen der Diode angeschlossen ist, während die Steuereingänge der Transistoren durchgeschaltet sind die entsprechenden Basisstromerzeugungskreise sind mit den entsprechenden Steuereingängen des Schlüsseltransistor-Spannungswandlers verbunden, und die Widerstands-Frequenz-Umwandlungseinheit ist in Form eines Paraphasen-Multivibrators auf vier logischen Wechselrichtern, einem dritten und vierten Kondensatoren, ausgeführt. auf einem zusätzlichen Transformator und drei Widerständen, und die logischen Wechselrichter sind paarweise in Reihe geschaltet, der erste mit dem zweiten und der dritte mit dem vierten, der dritte Kondensator ist zwischen den Ausgang des ersten und den Eingang des dritten geschaltet logischen Invertern, und der vierte Kondensator ist zwischen den Ausgang des dritten und den Eingang des ersten logischen Inverters geschaltet, der erste Widerstand ist über den zweiten und dritten Widerstand parallel zum Ausgang der Spannungs-Widerstands-Umwandlungseinheit geschaltet Die Ausgänge des zweiten und des vierten logischen Wechselrichters sind mit den Eingängen des ersten bzw. dritten logischen Wechselrichters verbunden und mit der Primärwicklung des zusätzlichen Transformators verbunden, dessen zwei Sekundärwicklungen als Ausgänge des Widerstands-zu verwendet werden - Frequenzumwandlungseinheit und Ausgänge der Frequenzsteuereinheit, ein Eingang, für den der mit den Ausgangsklemmen verbundene Eingang der Spannungs-Widerstands-Umwandlungseinheit verwendet wird. 2. Stromquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungs-Widerstand-Umwandlungseinheit aus einem zusätzlichen Transistor besteht, dessen Ausgang als Ausgang der Spannungs-Widerstand-Umwandlungseinheit, eines variablen Widerstands, verwendet wird Wird als Eingang der Spannungs-Widerstand-Umwandlungseinheit verwendet, und ein vierter Widerstand ist zwischen Eingang und Ausgang der Spannungs-Widerstand-Umwandlungseinheit geschaltet, und der Einstellanschluss des variablen Widerstands ist mit der Basis verbunden zusätzlicher Transistor. 3. Stromversorgung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass die logischen Wechselrichter auf 2I-NOT-Elementen aufgebaut sind. 4. Stromquelle nach Anspruch 1 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Zusatztransformator mit einer Anlaufwicklung ausgestattet ist, die mit dem Ausgangskreis des Schlüsseltransistor-Spannungswandlers in Reihe zum Schwingkreis verbunden ist.

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Das beschriebene Gerät bietet einen außergewöhnlich hohen Umwandlungswirkungsgrad, ermöglicht die Regulierung der Ausgangsspannung und deren Stabilisierung und arbeitet stabil, wenn die Lastleistung variiert. Dieser Wandlertyp ist interessant und unverdienterweise wenig verbreitet – quasiresonant, der weitgehend frei von den Nachteilen anderer gängiger Schaltungen ist. Die Idee, einen solchen Wandler zu schaffen, ist nicht neu, aber die praktische Umsetzung wurde erst vor relativ kurzer Zeit möglich, nach dem Aufkommen leistungsstarker Hochspannungstransistoren, die einen erheblichen Impulskollektorstrom bei einer Sättigungsspannung von etwa 1,5 V ermöglichen. Das Hauptmerkmal Merkmal und Hauptvorteil dieser Art von Stromquelle ist der hohe Wirkungsgrad des Spannungswandlers, der 97 bis 98 % erreicht, ohne Berücksichtigung der Verluste im Sekundärkreisgleichrichter, die hauptsächlich durch den Laststrom bestimmt werden.

Der quasi-resonante Wandler unterscheidet sich von einem herkömmlichen Impulswandler, bei dem zum Zeitpunkt des Schließens der Schalttransistoren der durch sie fließende Strom maximal ist. Der quasi-resonante Wandler unterscheidet sich dadurch, dass zum Zeitpunkt des Schließens der Transistoren ihr Kollektorstrom ansteigt ist nahe Null. Darüber hinaus wird die Stromreduzierung im Moment des Schließens durch die reaktiven Elemente des Geräts gewährleistet. Der Unterschied zum Resonanzbetrieb besteht darin, dass die Umwandlungsfrequenz nicht durch die Resonanzfrequenz der Kollektorlast bestimmt wird. Dadurch ist es möglich, die Ausgangsspannung durch Änderung der Umwandlungsfrequenz zu regulieren und eine Stabilisierung dieser Spannung zu erreichen. Da die reaktiven Elemente zum Zeitpunkt des Schließens des Transistors den Kollektorstrom auf ein Minimum reduzieren, wird auch der Basisstrom minimal sein und daher wird die Schließzeit des Transistors auf den Wert seiner Öffnungszeit verkürzt. Dadurch wird das Problem des beim Schalten auftretenden Durchgangsstroms vollständig eliminiert. In Abb. Abbildung 4.22 zeigt ein schematisches Diagramm eines selbstschwingenden, unstabilisierten Netzteils.

Wichtigste technische Merkmale:

Gesamtwirkungsgrad der Einheit, %............................................ ........ ....................92;

Ausgangsspannung, V, mit einem Lastwiderstand von 8 Ohm....... 18;

Betriebsfrequenz des Konverters, kHz.................................20;

Maximale Ausgangsleistung, W................................................ ......55;

Maximale Amplitude der Ausgangsspannungswelligkeit mit der Betriebsfrequenz, V

Der Hauptanteil der Leistungsverluste im Gerät entfällt auf die Erwärmung der Gleichrichterdioden des Sekundärkreises, und der Wirkungsgrad des Wandlers selbst ist so, dass keine Kühlkörper für Transistoren erforderlich sind. Der Leistungsverlust an jedem von ihnen ist jedoch der Fall 0,4 W nicht überschreiten. Eine spezielle Auswahl der Transistoren nach beliebigen Parametern ist ebenfalls nicht erforderlich. Bei Kurzschluss des Ausgangs oder Überschreiten der maximalen Ausgangsleistung wird die Erzeugung unterbrochen, wodurch die Transistoren vor Überhitzung und Ausfall geschützt werden.

Der Filter, bestehend aus den Kondensatoren C1...SZ und der Induktivität LI, L2, soll das Versorgungsnetz vor hochfrequenten Störungen des Umrichters schützen. Der Autogenerator wird durch die Schaltung R4, C6 und den Kondensator C5 gestartet. Die Erzeugung von Schwingungen erfolgt durch die Wirkung der positiven Rückkopplung durch den Transformator T1, und ihre Frequenz wird durch die Induktivität der Primärwicklung dieses Transformators und den Widerstand des Widerstands R3 bestimmt (mit zunehmendem Widerstand nimmt die Frequenz zu).

Die Drosseln LI, L2 und der Transformator T1 sind auf identische Ringmagnetkerne K12x8x3 aus 2000NM Ferrit gewickelt. Die Induktorwicklungen werden gleichzeitig „in zwei Drähten“ mit PELSHO-0,25-Draht ausgeführt; Anzahl der Windungen - 20. Wicklung I des TI-Transformators enthält 200 Windungen PEV-2-0,1-Draht, die in großen Mengen gleichmäßig um den gesamten Ring gewickelt sind. Die Wicklungen II und III sind „in zwei Drähten“ gewickelt – 4 Windungen PELSHO-0,25-Draht; Wicklung IV ist eine Windung desselben Drahtes. Für den T2-Transformator wurde ein K28x16x9-Ringmagnetkern aus 3000NN-Ferrit verwendet. Wicklung I enthält 130 Windungen PELI10-0,25-Draht, Windung an Windung verlegt. Wicklungen II und III – jeweils 25 Windungen PELSHO-0,56-Draht; Wicklung - „in zwei Drähten“, gleichmäßig um den Ring.

Die Drossel L3 enthält 20 Windungen PELI10-0,25-Draht, gewickelt auf zwei zusammengefaltete ringförmige Magnetkerne K12x8x3 aus 2000NM Ferrit. Die Dioden VD7, VD8 müssen auf Kühlkörpern mit einer Verlustfläche von jeweils mindestens 2 cm2 installiert werden.

Das beschriebene Gerät wurde für den Einsatz in Verbindung mit analogen Stabilisatoren für verschiedene Spannungswerte konzipiert, sodass keine starke Welligkeitsunterdrückung am Ausgang des Geräts erforderlich war. Durch den Einsatz von in solchen Fällen üblichen LC-Filtern kann die Welligkeit auf das erforderliche Maß reduziert werden, wie zum Beispiel in einer anderen Ausführung dieses Wandlers mit folgenden grundlegenden technischen Eigenschaften:

Nennausgangsspannung, V............................................ ...... 5,

Maximaler Ausgangsstrom, A................................................ ...... ......... 2;

Maximale Pulsationsamplitude, mV................................................50 ;

Änderung der Ausgangsspannung, mV, nicht mehr, wenn sich der Laststrom ändert

von 0,5 bis 2 A und Netzspannung von 190 bis 250 V........................150;

Maximale Konvertierungsfrequenz, kHz................................ 20.

Die Schaltung einer stabilisierten Stromversorgung auf Basis eines quasiresonanten Wandlers ist in Abb. dargestellt. 4.23.

Durch eine entsprechende Änderung der Betriebsfrequenz des Wandlers wird die Ausgangsspannung stabilisiert. Wie im vorherigen Block benötigen die leistungsstarken Transistoren VT1 und VT2 keine Kühlkörper. Die symmetrische Steuerung dieser Transistoren wird mithilfe eines separaten Master-Impulsgenerators implementiert, der auf einem DDI-Chip montiert ist. Der Trigger DD1.1 arbeitet im Generator selbst.

Die Impulse haben eine konstante Dauer, die durch die Schaltung R7, C12 vorgegeben wird. Die Periode wird durch die OS-Schaltung, die den Optokoppler U1 enthält, geändert, so dass die Spannung am Ausgang des Geräts konstant gehalten wird. Die Mindestdauer wird durch die Schaltung R8, C13 eingestellt. Der Trigger DDI.2 teilt die Wiederholungsfrequenz dieser Impulse durch zwei und die Rechteckspannung wird vom Direktausgang an den Transistorstromverstärker VT4, VT5 geliefert. Anschließend werden die stromverstärkten Steuerimpulse durch die Schaltung R2, C7 differenziert und gelangen dann, bereits auf eine Dauer von ca. 1 µs verkürzt, über den Transformator T1 in den Basiskreis der Transistoren VT1, VT2 des Wandlers. Diese kurzen Impulse dienen lediglich dazu, Transistoren zu schalten – einen davon zu schließen und den anderen zu öffnen.

Darüber hinaus wird die Hauptleistung des Erregergenerators nur beim Schalten leistungsstarker Transistoren verbraucht, sodass der von ihm verbrauchte durchschnittliche Strom gering ist und unter Berücksichtigung des Stroms der Zenerdiode VD5 3 mA nicht überschreitet. Dadurch kann es über den Löschwiderstand R1 direkt vom Primärnetz mit Strom versorgt werden. Der Transistor VT3 ist ein Steuersignal-Spannungsverstärker, wie bei einem Kompensationsstabilisator. Der Stabilisierungskoeffizient der Ausgangsspannung des Blocks ist direkt proportional zum statischen Stromübertragungskoeffizienten dieses Transistors.

Der Einsatz des Transistor-Optokopplers U1 gewährleistet eine zuverlässige galvanische Trennung des Sekundärkreises vom Netz und eine hohe Störfestigkeit am Steuereingang des Master-Oszillators. Nach dem nächsten Schalten der Transistoren VT1, VT2 beginnt sich der Kondensator SY wieder aufzuladen und die Spannung an der Basis des Transistors VT3 beginnt anzusteigen, auch der Kollektorstrom steigt an. Dadurch öffnet sich der Optokoppler-Transistor und hält den Hauptoszillatorkondensator C13 im entladenen Zustand. Nachdem die Gleichrichterdioden VD8, VD9 geschlossen sind, beginnt sich der Kondensator SY zur Last zu entladen und die Spannung an ihm fällt ab. Der Transistor VT3 schließt, wodurch der Kondensator C13 über den Widerstand R8 aufgeladen wird. Sobald der Kondensator auf die Schaltspannung des Triggers DD1.1 aufgeladen ist, stellt sich an seinem direkten Ausgang ein hoher Spannungspegel ein. In diesem Moment erfolgt das nächste Schalten der Transistoren VT1, VT2 sowie die Entladung des SI-Kondensators durch den geöffneten Optokopplertransistor.

Der nächste Ladevorgang des Kondensators SY beginnt und der Trigger DD1.1 kehrt aufgrund der kleinen Zeitkonstante der Schaltung R7, C12 nach 3...4 µs wieder in den Nullzustand zurück, woraufhin der gesamte Regelzyklus abläuft wiederholt, unabhängig davon, welcher der Transistoren VT1 oder VT2 ist – während der aktuellen Halbzeit geöffnet. Beim Einschalten der Quelle fließt im ersten Moment, wenn der Kondensator SY vollständig entladen ist, kein Strom durch die Optokoppler-LED, die Erzeugungsfrequenz ist maximal und wird hauptsächlich durch die Zeitkonstante der Schaltung R8, C13 (die) bestimmt (Zeitkonstante der Schaltung R7, C12 ist um ein Vielfaches kleiner). Mit den im Diagramm angegebenen Bewertungen dieser Elemente beträgt diese Frequenz etwa 40 kHz und nach der Teilung durch den DDI.2-Trigger 20 kHz. Nach dem Laden des Kondensators SY auf die Betriebsspannung kommt die OS-Stabilisierungsschleife an den Elementen VD10, VT3, U1 zum Einsatz, wonach die Umwandlungsfrequenz bereits von der Eingangsspannung und dem Laststrom abhängt. Spannungsschwankungen am Kondensator SY werden durch Filter L4, C9 geglättet. Die Drosseln LI, L2 und L3 sind die gleichen wie im vorherigen Block.

Der Transformator T1 besteht aus zwei zusammengefalteten Ringmagnetkernen K12x8x3 aus 2000-NM-Ferrit. Die Primärwicklung ist gleichmäßig über den gesamten Ring gewickelt und enthält 320 Windungen PEV-2-0,08-Draht. Die Wicklungen II und III enthalten jeweils 40 Windungen des Drahtes PEL1110-0,15; sie sind „in zwei Drähten“ gewickelt. Wicklung IV besteht aus 8 Windungen PELSHO-0,25-Draht. Der Transformator T2 ist auf einem Ringmagnetkern K28x16x9 aus 3000NN-Ferrit aufgebaut. Wicklung I – 120 Windungen PELSHO-0,15-Draht und II und III – 6 Windungen PEL1110-0,56-Draht, „in zwei Drähten“ gewickelt. Anstelle von PELSHO-Draht können Sie auch PEV-2-Draht mit dem entsprechenden Durchmesser verwenden. In diesem Fall müssen jedoch zwei oder drei Lagen lackiertes Gewebe zwischen den Wicklungen verlegt werden.

Die Drossel L4 enthält 25 Windungen PEV-2-0,56-Draht, gewickelt auf einen Ringmagnetkern K12x6x4,5 aus 100NNH1-Ferrit. Geeignet ist auch jede fertige Induktivität mit einer Induktivität von 30...60 µH für einen Sättigungsstrom von mindestens 3 A und einer Betriebsfrequenz von 20 kHz. Alle Festwiderstände sind MJIT. Widerstand R4 – eingestellt, beliebiger Art. Kondensatoren C1...C4, C8 - K73-17, C5, C6, C9, SY - K50-24, der Rest - KM-6. Die Zenerdiode KS212K kann durch KS212Zh oder KS512A ersetzt werden. Die Dioden VD8, VD9 müssen auf Strahlern mit einer Verlustfläche von jeweils mindestens 20 cm2 installiert werden. Die Effizienz beider Blöcke kann gesteigert werden, wenn anstelle der KD213A-Dioden Schottky-Dioden verwendet werden, beispielsweise eine beliebige der KD2997-Serie. In diesem Fall sind keine Kühlkörper für Dioden erforderlich.

Das Prinzip der Sekundärenergieerzeugung durch den Einsatz zusätzlicher Geräte, die Stromkreise mit Energie versorgen, wird in den meisten Elektrogeräten schon seit geraumer Zeit angewendet. Bei diesen Geräten handelt es sich um Netzteile. Sie dienen dazu, die Spannung auf das erforderliche Niveau umzuwandeln. Netzteile können entweder eingebaute oder separate Elemente sein. Für die Stromumwandlung gibt es zwei Prinzipien. Die erste basiert auf der Verwendung von analogen Transformatoren und die zweite auf der Verwendung von Schaltnetzteilen. Der Unterschied zwischen diesen Prinzipien ist ziemlich groß, aber leider versteht ihn nicht jeder. In diesem Artikel werden wir herausfinden, wie ein Schaltnetzteil funktioniert und wie sehr es sich von einem analogen unterscheidet. Lass uns anfangen. Gehen!

Als erstes kamen Transformator-Netzteile auf den Markt. Ihr Funktionsprinzip besteht darin, dass sie die Spannungsstruktur mithilfe eines Leistungstransformators ändern, der an ein 220-V-Netz angeschlossen ist. Dort wird die Amplitude der sinusförmigen Harmonischen reduziert, die an das Gleichrichtergerät weitergeleitet wird. Anschließend wird die Spannung durch einen parallel geschalteten Kondensator geglättet, der entsprechend der zulässigen Leistung ausgewählt wird. Die Spannungsregelung an den Ausgangsklemmen wird durch die Änderung der Position der Trimmwiderstände sichergestellt.

Kommen wir nun zu den Pulsstromversorgungen. Sie erschienen etwas später, erfreuten sich jedoch aufgrund einer Reihe positiver Eigenschaften sofort großer Beliebtheit, nämlich:

• Verfügbarkeit von Verpackungen;
• Zuverlässigkeit;
• Möglichkeit zur Erweiterung des Betriebsbereichs für Ausgangsspannungen.

Alle Geräte, die das Prinzip der gepulsten Stromversorgung nutzen, unterscheiden sich praktisch nicht voneinander.

Die Elemente einer Impulsstromversorgung sind:

• Lineare Stromversorgung;
• Standby-Stromversorgung;
• Generator (ZPI, Steuerung);
• Schlüsseltransistor;
• Optokoppler;
• Steuerkreise.

Um ein Netzteil mit einem bestimmten Parametersatz auszuwählen, verwenden Sie die ChipHunt-Website.

Lassen Sie uns endlich herausfinden, wie ein Schaltnetzteil funktioniert. Es nutzt die Prinzipien der Wechselwirkung zwischen den Elementen der Wechselrichterschaltung und erreicht dadurch eine stabilisierte Spannung.

Zunächst erhält der Gleichrichter eine normale Spannung von 220 V, dann wird die Amplitude mithilfe kapazitiver Filterkondensatoren geglättet. Danach werden die durchlaufenden Sinuskurven durch die Ausgangsdiodenbrücke gleichgerichtet. Anschließend werden die Sinuskurven in Hochfrequenzimpulse umgewandelt. Die Umwandlung kann sowohl mit galvanischer Trennung des Stromversorgungsnetzes von den Ausgangsstromkreisen als auch ohne solche Trennung erfolgen.

Ist die Stromversorgung galvanisch getrennt, werden die Hochfrequenzsignale an einen Transformator weitergeleitet, der die galvanische Trennung vornimmt. Um den Wirkungsgrad des Transformators zu erhöhen, wird die Frequenz erhöht.

Der Betrieb eines Impulsnetzteils basiert auf dem Zusammenspiel von drei Ketten:

• PWM-Controller (steuert die Umwandlung der Pulsweitenmodulation);
• Eine Kaskade von Leistungsschaltern (besteht aus Transistoren, die nach einem von drei Schaltkreisen eingeschaltet werden: Brücke, Halbbrücke, mit Mittelpunkt);
• Impulstransformator (verfügt über Primär- und Sekundärwicklungen, die um den Magnetkern herum montiert sind).

Bei einer Stromversorgung ohne Entkopplung entfällt der Hochfrequenz-Trenntransformator und das Signal wird direkt dem Tiefpassfilter zugeführt.

Vergleicht man Schaltnetzteile mit analogen Netzteilen, erkennt man die offensichtlichen Vorteile ersterer. USVs haben ein geringeres Gewicht, während ihre Effizienz deutlich höher ist. Sie verfügen über einen größeren Versorgungsspannungsbereich und einen integrierten Schutz. Die Kosten für solche Netzteile sind in der Regel geringer.

Zu den Nachteilen gehören das Vorhandensein hochfrequenter Störungen und Leistungsbeschränkungen (sowohl bei hoher als auch niedriger Last).

Sie können die USV mit einer normalen Glühlampe überprüfen. Bitte beachten Sie, dass Sie die Lampe nicht in die Lücke des Ferntransistors stecken sollten, da die Primärwicklung nicht für die Durchleitung von Gleichstrom ausgelegt ist und daher auf keinen Fall durchgelassen werden darf.

Wenn die Lampe aufleuchtet, funktioniert das Netzteil normal. Wenn sie jedoch nicht aufleuchtet, funktioniert das Netzteil nicht. Ein kurzes Blinken zeigt an, dass die USV unmittelbar nach dem Start gesperrt ist. Ein sehr helles Leuchten weist auf eine mangelnde Stabilisierung der Ausgangsspannung hin.

Jetzt wissen Sie, worauf das Funktionsprinzip von Schaltnetzteilen und herkömmlichen analogen Netzteilen basiert. Jeder von ihnen hat seine eigenen Struktur- und Betriebsmerkmale, die verstanden werden sollten. Sie können die Leistung der USV auch mit einer normalen Glühlampe überprüfen. Schreiben Sie in die Kommentare, ob dieser Artikel für Sie nützlich war und stellen Sie Fragen zum besprochenen Thema.