Verbundtransistor (Darlington- und Sziklai-Schaltung). Logikelemente der integralen Injektionslogik

7.2 Transistor VT1

Als Transistor VT1 verwenden wir den Transistor KT339A mit dem gleichen Arbeitspunkt wie für Transistor VT2:

Nehmen wir Rk = 100 (Ohm).

Berechnen wir die Parameter des Ersatzschaltbildes für einen bestimmten Transistor mit den Formeln 5.1 - 5.13 und 7.1 - 7.3.

Sk(req)=Sk(pass)*=2×=1,41 (pF), wobei

Sk(erforderliche)-Kapazität des Kollektorübergangs bei gegebenem Uke0,

Sk(pasp) ist ein Referenzwert der Kollektorkapazität bei Uke(pasp).

rb= =17,7 (Ohm); gb==0,057 (Cm), wobei

rb-Basiswiderstand,

Referenzwert der Rückkopplungsschleifenkonstante.

rе= ==6,54 (Ohm), wobei

Re-Emitter-Widerstand.

gbe===1,51(mS), wobei

gbe-Basis-Emitter-Leitfähigkeit,

Referenzwert des statischen Stromübertragungskoeffizienten in einer Emitterschaltung.

Ce===0,803 (pF), wobei

C ist die Emitterkapazität,

ft-Referenzwert der Transistor-Grenzfrequenz, bei der =1

Ri= =1000 (Ohm), wobei

Ri ist der Ausgangswiderstand des Transistors,

Uke0(add), Ik0(add) – jeweils die Typenschildwerte der zulässigen Spannung am Kollektor und der Konstantkomponente des Kollektorstroms.

– Eingangswiderstand und Eingangskapazität der Ladestufe.

Die obere Grenzfrequenz setzt voraus, dass jede Stufe eine Verzerrung von 0,75 dB aufweist. Dieser Wert von f erfüllt die technischen Spezifikationen. Keine Korrektur erforderlich.

7.2.1 Berechnung des thermischen Stabilisierungsschemas

Wie in Abschnitt 7.1.1 erwähnt, ist bei diesem Verstärker die thermische Emitterstabilisierung am akzeptabelsten, da der KT339A-Transistor einen geringen Stromverbrauch hat und außerdem die Emitterstabilisierung einfach zu implementieren ist. Die Schaltung zur thermischen Stabilisierung des Emitters ist in Abbildung 4.1 dargestellt.

Berechnungsverfahren:

1. Wählen Sie Emitterspannung, Teilerstrom und Versorgungsspannung;

2. Dann berechnen wir.

Der Teilerstrom wird so gewählt, dass er dem Basisstrom des Transistors entspricht und nach der Formel berechnet wird:

Die Versorgungsspannung wird nach folgender Formel berechnet: (V)

Die Widerstandswerte werden nach folgenden Formeln berechnet:

8. Durch die Eingangsschaltung verursachte Verzerrung

Ein schematisches Diagramm der Kaskadeneingangsschaltung ist in Abb. dargestellt. 8.1.

Abbildung 8.1 – Schematische Darstellung der Kaskadeneingangsschaltung

Vorausgesetzt, dass die Eingangsimpedanz der Kaskade durch eine parallele RC-Schaltung angenähert wird, wird der Übertragungskoeffizient der Eingangsschaltung im Hochfrequenzbereich durch den Ausdruck beschrieben:

– Eingangswiderstand und Eingangskapazität der Kaskade.

Der Wert des Eingangskreises wird nach Formel (5.13) berechnet, wobei der Wert eingesetzt wird.

9. Berechnung von C f, R f, C r

Der Verstärkerschaltplan enthält vier Koppelkondensatoren und drei Stabilisierungskondensatoren. Die technischen Spezifikationen besagen, dass die Verzerrung der flachen Spitze des Impulses nicht mehr als 5 % betragen sollte. Daher sollte jeder Kopplungskondensator die flache Oberseite des Impulses um nicht mehr als 0,71 % verzerren.

Die Flat-Top-Verzerrung wird nach folgender Formel berechnet:

wobei τ und die Impulsdauer ist.

Berechnen wir τ n:

τ n und C p hängen durch die Beziehung zusammen:

wo R l, R p - Widerstand links und rechts von der Kapazität.

Berechnen wir C r. Der Eingangswiderstand der ersten Stufe entspricht dem Widerstand der parallel geschalteten Widerstände: Eingangstransistor Rb1 und Rb2.

R p =R in ||R b1 ||R b2 =628(Ohm)

Der Ausgangswiderstand der ersten Stufe ist gleich der Parallelschaltung Rк und dem Ausgangswiderstand des Transistors Ri.

R l =Rк||Ri=90,3(Ohm)

R p =R in ||R b1 ||R b2 =620(Ohm)

R l =Rк||Ri=444(Ohm)

R p =R in ||R b1 ||R b2 =48(Ohm)

R l =Rк||Ri=71(Ohm)

R p =R n =75(Ohm)

wobei C p1 der Trennkondensator zwischen Rg und der ersten Stufe ist, C 12 – zwischen der ersten und zweiten Kaskade, C 23 – zwischen der zweiten und dritten, C 3 – zwischen der Endstufe und der Last. Indem wir alle anderen Behälter bei 479∙10 -9 F platzieren, stellen wir sicher, dass der Rückgang geringer ist als erforderlich.

Berechnen wir R f und C f (U RF = 1V):

10. Fazit

In diesem Kursprojekt wurde ein Impulsverstärker mit den Transistoren 2T602A, KT339A entwickelt und weist folgende technische Eigenschaften auf:

Obere Grenzfrequenz 14 MHz;

Verstärkung 64 dB;

Generator- und Lastwiderstand 75 Ohm;

Versorgungsspannung 18 V.

Die Verstärkerschaltung ist in Abbildung 10.1 dargestellt.

Abbildung 10.1 – Verstärkerschaltung

Bei der Berechnung der Eigenschaften des Verstärkers wurde folgende Software verwendet: MathCad, Work Bench.

Literatur

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Direkt arbeiten. Die Arbeitslinie verläuft durch die Punkte Uke=Ek und Ik=Ek÷Rn und schneidet die Diagramme der Ausgangskennlinien (Basisströme). Um bei der Berechnung eines Impulsverstärkers die größte Amplitude zu erreichen, wurde der Arbeitspunkt näher an der niedrigsten Spannung gewählt, da die Endstufe einen negativen Impuls haben wird. Gemäß der Grafik der Ausgangskennlinien (Abb. 1) wurden die Werte IKpost = 4,5 mA, ... gefunden.

Berechnung von Sf, Rf, Mi 10. Abschlussliteratur TECHNISCHE AUFGABE Nr. 2 zur Kursgestaltung in der Disziplin „Kernkraftwerksschaltung“ für Studenten der 180. Klasse Kurmanov B.A. Projektthema: Impulsverstärker Generatorwiderstand Rg = 75 Ohm. Verstärkung K = 25 dB. Impulsdauer 0,5 μs. Die Polarität ist „positiv“. Tastverhältnis 2. Einschwingzeit 25 ns. Freigeben...

Da es zur Anpassung an den Lastwiderstand notwendig ist, nach den Verstärkungsstufen einen Emitterfolger zu installieren, zeichnen wir die Verstärkerschaltung: 2.2 Berechnung des statischen Modus des Verstärkers Wir berechnen die erste Verstärkungsstufe. Wir wählen den Arbeitspunkt für die erste Verstärkerstufe. Seine Eigenschaften:...

Der Widerstand der Eingangssignalquelle und damit die Änderung der Optimalitätsbedingung während der Bestrahlung führt nicht zu einer zusätzlichen Erhöhung des Rauschens. Strahlungseffekte im IOU. Einfluss von KI auf IOU-Parameter. Integrierte Operationsverstärker (IOA) sind hochwertige Präzisionsverstärker, die zur Klasse der universellen und multifunktionalen Analogverstärker gehören.

Nehmen wir zum Beispiel einen Transistor MJE3055T Es hat einen maximalen Strom von 10 A und die Verstärkung beträgt dementsprechend nur etwa 50. Um sich vollständig zu öffnen, muss es etwa zweihundert Milliampere Strom in die Basis pumpen. Ein normaler MK-Ausgang verträgt nicht so viel, aber wenn man dazwischen einen schwächeren Transistor (eine Art BC337) anschließt, der diese 200 mA ziehen kann, dann ist es einfach. Aber das ist so, damit er es weiß. Was wäre, wenn Sie aus improvisiertem Müll ein Steuerungssystem bauen müssten? Es wird sich als nützlich erweisen.

In der Praxis fertig Transistorbaugruppen. Äußerlich unterscheidet er sich nicht von einem herkömmlichen Transistor. Gleicher Körper, gleiche drei Beine. Es hat nur viel Leistung und der Steuerstrom ist mikroskopisch :) In Preislisten machen sie sich normalerweise nicht die Mühe und schreiben einfach - ein Darlington-Transistor oder ein Verbundtransistor.

Zum Beispiel ein Paar BDW93C(NPN) und BDW94С(PNP) Hier ist ihre interne Struktur aus dem Datenblatt.

Darüber hinaus gibt es Darlington-Versammlungen. Wenn mehrere gleichzeitig in ein Paket gepackt werden. Eine unverzichtbare Sache, wenn Sie eine leistungsstarke LED-Anzeige oder einen Schrittmotor steuern müssen (). Ein hervorragendes Beispiel für eine solche Konstruktion – sehr beliebt und leicht erhältlich ULN2003, fähig, bis zu ziehen 500 mA für jede seiner sieben Baugruppen. Ausgänge sind möglich parallel einbeziehen um das aktuelle Limit zu erhöhen. Insgesamt kann ein ULN bis zu 3,5 A durch sich selbst führen, wenn alle seine Ein- und Ausgänge parallel geschaltet sind. Was mich daran freut, ist, dass der Ausgang gegenüber dem Eingang liegt und es sehr praktisch ist, die Platine darunter zu verlegen. Direkt.

Das Datenblatt zeigt die interne Struktur dieses Chips. Wie Sie sehen, gibt es auch hier Schutzdioden. Trotz der Tatsache, dass sie so gezeichnet sind, als wären sie Operationsverstärker, ist der Ausgang hier ein Open-Collector-Typ. Das heißt, er kann nur gegen Masse kurzschließen. Was aus demselben Datenblatt deutlich wird, wenn man sich den Aufbau eines Ventils ansieht.

In Abb. Abbildung 2.16 zeigt ein Diagramm eines Logikelements mit einem induzierten Kanal vom Typ n (die sogenannte n-MIS-Technologie). Die Haupttransistoren VT 1 und VT 2 sind in Reihe geschaltet, der Transistor VT 3 fungiert als Last. Wenn an beiden Eingängen des Elements eine hohe Spannung U 1 anliegt (x 1 = 1, x 2 = 1), sind beide Transistoren VT 1 und VT 2 geöffnet und am Ausgang stellt sich eine niedrige Spannung U 0 ein. In allen anderen Fällen ist mindestens einer der Transistoren VT 1 oder VT 2 geschlossen und am Ausgang stellt sich die Spannung U 1 ein. Somit führt das Element die logische UND-NICHT-Funktion aus.

In Abb. Abbildung 2.17 zeigt ein Diagramm des OR-NOT-Elements. An seinem Ausgang stellt sich eine niedrige Spannung U 0 ein, wenn an mindestens einem der Eingänge eine hohe Spannung U 1 anliegt, wodurch einer der Haupttransistoren VT 1 und VT 2 geöffnet wird.

In Abb. dargestellt. Das Diagramm 2.18 ist ein Diagramm des NOR-NOT-Elements der KMDP-Technologie. Darin sind die Transistoren VT 1 und VT 2 die Haupttransistoren, die Transistoren VT 3 und VT 4 die Lasttransistoren. Sei Hochspannung U 1. In diesem Fall ist der Transistor VT 2 geöffnet, der Transistor VT 4 geschlossen und unabhängig vom Spannungspegel am anderen Eingang und dem Zustand der übrigen Transistoren stellt sich am Ausgang eine niedrige Spannung U 0 ein. Das Element implementiert die logische OR-NOT-Operation.

Die CMPD-Schaltung zeichnet sich durch einen sehr geringen Stromverbrauch (und damit Strom) aus den Netzteilen aus.

Logikelemente der integralen Injektionslogik

In Abb. Abbildung 2.19 zeigt die Topologie des logischen Elements der integralen Injektionslogik (I 2 L). Um eine solche Struktur zu erzeugen, sind zwei Phasen der Diffusion in Silizium mit n-Leitfähigkeit erforderlich: Während der ersten Phase werden die Bereiche p 1 und p 2 gebildet, und während der zweiten Phase werden die Bereiche n 2 gebildet.

Das Element hat die Struktur p 1 -n 1 -p 2 -n 1 . Es ist zweckmäßig, eine solche vierschichtige Struktur zu betrachten, indem man sie sich als eine Verbindung zweier herkömmlicher dreischichtiger Transistorstrukturen vorstellt:

P 1 -N 1 -P 2 N 1 -P 2 -N 1

Das dieser Darstellung entsprechende Diagramm ist in Abb. 2.20, a dargestellt. Betrachten wir die Funktionsweise des Elements gemäß diesem Schema.

Der Transistor VT 2 mit einer Struktur vom Typ n 1 -p 2 -n 1 übernimmt die Funktionen eines Wechselrichters mit mehreren Ausgängen (jeder Kollektor bildet einen separaten Ausgang eines Elements gemäß einer Open-Collector-Schaltung).

Transistor VT 2, genannt Injektor, hat eine Struktur wie p 1 -n 1 -p 2 . Da die Fläche n 1 dieser Transistoren gemeinsam ist, muss der Emitter des Transistors VT 2 mit der Basis des Transistors VT 1 verbunden werden; Das Vorhandensein eines gemeinsamen Bereichs p 2 führt dazu, dass die Basis des Transistors VT 2 mit dem Kollektor des Transistors VT 1 verbunden werden muss. Dadurch entsteht eine Verbindung zwischen den Transistoren VT 1 und VT 2, dargestellt in Abb. 2.20a.

Da der Emitter des Transistors VT 1 ein positives Potenzial hat und die Basis auf Nullpotenzial liegt, ist der Emitterübergang in Durchlassrichtung vorgespannt und der Transistor ist offen.

Der Kollektorstrom dieses Transistors kann entweder über den Transistor VT 3 (Inverter des vorherigen Elements) oder über den Emitterübergang des Transistors VT 2 geschlossen werden.

Befindet sich das vorherige logische Element im offenen Zustand (Transistor VT 3 ist offen), liegt am Eingang dieses Elements ein niedriger Spannungspegel an, der auf Basis von VT 2 diesen Transistor im geschlossenen Zustand hält. Der Injektorstrom VT 1 wird über den Transistor VT 3 geschlossen. Wenn das vorherige Logikelement geschlossen ist (Transistor VT 3 ist geschlossen), fließt der Kollektorstrom des Injektors VT 1 in die Basis des Transistors VT 2, und dieser Transistor ist in den offenen Zustand versetzt.

Wenn also VT 3 geschlossen ist, ist der Transistor VT 2 offen, und umgekehrt ist der Transistor VT 2 geschlossen, wenn VT 3 offen ist. Der offene Zustand des Elements entspricht dem log.0-Zustand und der geschlossene Zustand entspricht dem log.1-Zustand.

Der Injektor ist eine Gleichstromquelle (die einer Gruppe von Elementen gemeinsam sein kann). Oft verwenden sie die herkömmliche grafische Bezeichnung eines Elements, dargestellt in Abb. 2.21, geb.

In Abb. Abbildung 2.21a zeigt eine Schaltung, die die OR-NOT-Operation implementiert. Der Anschluss von Elementkollektoren entspricht der Funktionsweise der sogenannten Installation I. Tatsächlich reicht es aus, dass sich mindestens eines der Elemente im offenen Zustand (log.0-Zustand) befindet, dann wird der Injektorstrom des nächsten Elements über den offenen Wechselrichter geschlossen und ein niedriger log.0-Pegel wird hergestellt die kombinierte Ausgabe der Elemente. Folglich wird an diesem Ausgang ein Wert gebildet, der dem logischen Ausdruck x 1 · x 2 entspricht. Die Anwendung der De-Morgan-Transformation darauf führt zum Ausdruck x 1 · x 2 = . Daher implementiert diese Verbindung von Elementen tatsächlich die OR-NOT-Operation.

Logikelemente AND 2 L haben folgende Vorteile:

ein hohes Maß an Integration bieten; Bei der Herstellung von I 2 L-Schaltkreisen werden die gleichen technologischen Prozesse verwendet wie bei der Herstellung integrierter Schaltkreise auf Bipolartransistoren, jedoch ist die Anzahl der technologischen Vorgänge und der erforderlichen Fotomasken geringer;

es wird eine reduzierte Spannung verwendet (ca. 1 V);

die Möglichkeit bieten, Strom über einen weiten Leistungsbereich auszutauschen (der Stromverbrauch kann sich um mehrere Größenordnungen ändern, was entsprechend zu einer Leistungsänderung führt);

stimmen gut mit TTL-Elementen überein.

In Abb. Abbildung 2.21b zeigt ein Diagramm des Übergangs von den I 2 L-Elementen zum TTL-Element.

Das grundlegende logische Element der Reihe ist das logische UND-NICHT-Element. In Abb. Abbildung 2.3 zeigt Diagramme der drei anfänglichen NAND-TTL-Elemente. Alle Schaltkreise enthalten drei Hauptstufen: Transistoreingang VT1, Implementierung der logischen UND-Funktion; Phasentrenntransistor VT2 und eine Push-Pull-Ausgangsstufe.

Abbildung 2.3.a. Schematische Darstellung des Grundelements der Serie K131

Das Funktionsprinzip des Logikelements der K131-Serie (Abb. 2.3.a) ist wie folgt: Wenn an einem der Eingänge ein Low-Level-Signal (0 - 0,4 V) empfangen wird, wird die Basis-Emitter-Verbindung des Multi -Der Emittertransistor VT1 ist in Durchlassrichtung vorgespannt (entsperrt) und fast der gesamte durch den Widerstand R1 fließende Strom wird nach Masse abgezweigt, wodurch VT2 schließt und im Sperrmodus arbeitet. Der durch den Widerstand R2 fließende Strom sättigt die Basis des Transistors VT3. Die nach der Darlington-Schaltung verbundenen Transistoren VT3 und VT4 bilden einen zusammengesetzten Transistor, der ein Emitterfolger ist. Es fungiert als Ausgangsstufe zur Verstärkung der Signalleistung. Am Ausgang der Schaltung wird ein Signal mit hohem Logikpegel erzeugt.

Wenn allen Eingängen ein High-Pegel-Signal zugeführt wird, befindet sich die Basis-Emitter-Strecke des Multi-Emitter-Transistors VT1 im geschlossenen Modus. Der durch den Widerstand R1 fließende Strom sättigt die Basis des Transistors VT1, wodurch der Transistor VT5 entsperrt wird und am Ausgang der Schaltung ein logischer Nullpegel eingestellt wird.

Da zum Zeitpunkt des Umschaltens die Transistoren VT4 und VT5 geöffnet sind und ein großer Strom durch sie fließt, wird ein Begrenzungswiderstand R5 in den Stromkreis eingeführt.

VT2, R2 und R3 bilden eine Phasentrennkaskade. Es ist notwendig, die Ausgangs-npn-Transistoren nacheinander einzuschalten. Die Kaskade hat zwei Ausgänge: Kollektor und Emitter, deren Signale gegenphasig sind.

Die Dioden VD1 - VD3 schützen vor negativen Impulsen.

Abb. 2.3.b, c. Schematische Darstellung der Grundelemente der Serien K155 und K134

In Mikroschaltungen der Serien K155 und K134 ist die Ausgangsstufe auf einem nicht zusammengesetzten Repeater (nur einem Transistor) aufgebaut VT3) und einen sättigbaren Transistor VT5 mit der Einführung einer Level-Shift-Diode VD4(Abb. 2.3, b, c). Die letzten beiden Stufen bilden einen komplexen Inverter, der die logische NICHT-Operation implementiert. Wenn Sie zwei Phasentrennstufen einführen, wird die ODER-NICHT-Funktion implementiert.

In Abb. 2.3 und zeigt das grundlegende logische Element der K131-Serie (ausländisches Analogon - 74N). Das Grundelement der K155-Serie (ausländisches Analogon - 74) ist in Abb. dargestellt. 2.3, b, a in Abb. 2.3, c - Element der K134-Serie (ausländisches Analogon - 74L). Jetzt sind diese Serien praktisch nicht entwickelt.

TTL-Mikroschaltungen der ersten Entwicklung wurden aktiv durch TTLSh-Mikroschaltungen ersetzt, deren interne Struktur Übergänge mit einer Schottky-Barriere aufweist. Der Schottky-Transistor (Schottky-Transistor) basiert auf der bekannten Schaltung eines ungesättigten Transistorschalters (Abb. 2.4.a).

Abbildung 2.4. Erläuterung des Prinzips, eine Struktur mit einem Schottky-Übergang zu erhalten:
a - ungesättigter Transistorschalter; b - Transistor mit einer Schottky-Diode; c - Symbol des Schottky-Transistors.

Um zu verhindern, dass der Transistor in die Sättigung gerät, ist zwischen Kollektor und Basis eine Diode geschaltet. Die Verwendung einer Rückkopplungsdiode zur Eliminierung der Transistorsättigung wurde erstmals von B. N. Kononov vorgeschlagen. In diesem Fall kann sie jedoch auf 1 V ansteigen. Die ideale Diode ist eine Schottky-Barrierediode. Dabei handelt es sich um einen Kontakt zwischen einem Metall und einem leicht dotierten n-Halbleiter. In einem Metall sind nur einige der Elektronen frei (diejenigen außerhalb der Valenzzone). In einem Halbleiter existieren an der Leitungsgrenze freie Elektronen, die durch die Hinzufügung von Fremdatomen entstehen. Ohne Vorspannung ist die Anzahl der Elektronen, die die Barriere auf beiden Seiten passieren, gleich, d. h. es fließt kein Strom. Bei Vorwärtsspannung haben Elektronen die Energie, die Potentialbarriere zu überwinden und in das Metall einzudringen. Mit zunehmender Vorspannung nimmt die Barrierenbreite ab und der Durchlassstrom steigt schnell an.

Bei umgekehrter Vorspannung benötigen die Elektronen im Halbleiter mehr Energie, um die Potentialbarriere zu überwinden. Für Elektronen in einem Metall hängt die Potentialbarriere nicht von der Vorspannung ab, sodass ein kleiner Rückstrom fließt, der praktisch konstant bleibt, bis ein Lawinendurchbruch auftritt.

Der Strom in Schottky-Dioden wird durch die Majoritätsträger bestimmt, daher ist er bei gleicher Durchlassvorspannung größer und daher ist der Durchlassspannungsabfall an der Schottky-Diode bei einem bestimmten Strom geringer als an einem herkömmlichen pn-Übergang. Somit hat die Schottky-Diode eine Schwellenöffnungsspannung in der Größenordnung von (0,2–0,3) V, im Gegensatz zur Schwellenspannung einer herkömmlichen Siliziumdiode von 0,7 V, und reduziert die Lebensdauer der Minoritätsträger im Halbleiter erheblich.

Im Diagramm von Abb. 2.4, b-Transistor VT1 wird durch eine Shatky-Diode mit einer niedrigen Öffnungsschwelle (0,2...0,3) V daran gehindert, in die Sättigung zu gehen, sodass die Spannung im Vergleich zu einem gesättigten Transistor leicht ansteigt VT1. In Abb. 2.4, c zeigt eine Schaltung mit einem „Schottky-Transistor“. Basierend auf Schottky-Transistoren wurden Mikroschaltungen der beiden Haupt-TTLSh-Serien hergestellt (Abb. 2.5).

In Abb. 2.5 und zeigt ein Diagramm eines Hochgeschwindigkeits-Logikelements, das als Grundlage für Mikroschaltungen der K531-Serie (ausländisches Analogon - 74S) verwendet wird (S ist der Anfangsbuchstabe des Nachnamens des deutschen Physikers Schottky). In diesem Element ist der Emitterkreis einer Phasentrennkaskade auf einem Transistor aufgebaut VT2, der Stromgenerator ist eingeschaltet - Transistor VT6 mit Widerständen R4 Und R5. Dadurch können Sie die Leistung des Logikelements steigern. Ansonsten ähnelt dieses logische Element dem Grundelement der K131-Serie. Die Einführung von Schottky-Transistoren ermöglichte jedoch eine Reduzierung tzd.r verdoppelt.

In Abb. In Abb. 2.5, b zeigt ein Diagramm des grundlegenden logischen Elements der K555-Serie (ausländisches Analogon - 74LS). In dieser Schaltung wird am Eingang anstelle eines Multiemittertransistors eine Matrix aus Schottky-Dioden verwendet. Die Einführung von Shatky-Dioden verhindert die Ansammlung überschüssiger Basisladungen, die die Ausschaltzeit des Transistors verlängern, und gewährleistet die Stabilität der Schaltzeit über einen Temperaturbereich.

Der Widerstand R6 im oberen Zweig der Ausgangsstufe erzeugt die erforderliche Spannung an der Basis des Transistors VT3 um es zu öffnen. Um den Stromverbrauch bei geschlossenem Tor () zu reduzieren, wird ein Widerstand eingesetzt R6 Verbinden Sie sich nicht mit dem gemeinsamen Bus, sondern mit dem Ausgang des Elements.

Diode VD7, in Reihe geschaltet mit R6 und parallel zum Kollektorlastwiderstand der Phasentrennkaskade R2, ermöglicht es Ihnen, die Einschaltverzögerung der Schaltung zu reduzieren, indem Sie einen Teil der in der Lastkapazität gespeicherten Energie verwenden, um den Kollektorstrom des Transistors zu erhöhen VT1 im Übergangsmodus.

Transistor VT3 ist ohne Schottky-Dioden implementiert, da er im aktiven Modus (Emittfolger) arbeitet.

Verbundtransistor (Darlington-Transistor) – Kombination von zwei oder mehr Bipolartransistoren zur Erhöhung der Stromverstärkung. Ein solcher Transistor wird in Schaltungen verwendet, die mit hohen Strömen arbeiten (z. B. in Spannungsstabilisierungsschaltungen, Ausgangsstufen von Leistungsverstärkern) und in den Eingangsstufen von Verstärkern, wenn eine hohe Eingangsimpedanz bereitgestellt werden muss.

Symbol für einen Verbundtransistor

Ein Verbundtransistor verfügt über drei Anschlüsse (Basis, Emitter und Kollektor), die den Anschlüssen eines herkömmlichen Einzeltransistors entsprechen. Die Stromverstärkung eines typischen Verbundtransistors (manchmal fälschlicherweise als „Superbeta“ bezeichnet) beträgt ≈ 1000 für Hochleistungstransistoren und ≈ 50.000 für Transistoren mit geringer Leistung. Dies bedeutet, dass ein kleiner Basisstrom ausreicht, um den Verbundtransistor einzuschalten.

Im Gegensatz zu Bipolartransistoren werden Feldeffekttransistoren nicht in Verbundschaltung verwendet. Eine Kombination von Feldeffekttransistoren ist nicht erforderlich, da diese bereits über einen äußerst geringen Eingangsstrom verfügen. Es gibt jedoch Schaltkreise (z. B. einen Bipolartransistor mit isoliertem Gate), bei denen Feldeffekt- und Bipolartransistoren zusammen verwendet werden. In gewissem Sinne können solche Schaltungen auch als Verbundtransistoren betrachtet werden. Das Gleiche gilt für einen VerbundtransistorEs ist möglich, den Verstärkungswert durch eine Verringerung der Dicke der Basis zu erhöhen, dies bringt jedoch gewisse technologische Schwierigkeiten mit sich.

Beispiel Superbeta (Super-β)Transistoren können in den Serien KT3102, KT3107 verwendet werden. Sie können jedoch auch nach dem Darlington-Schema kombiniert werden. In diesem Fall kann der Basis-Vorstrom auf nur 50 pA eingestellt werden (Beispiele für solche Schaltungen sind Operationsverstärker wie LM111 und LM316).

Foto eines typischen Verstärkers mit Verbundtransistoren

Darlington-Rennstrecke

Ein Typ eines solchen Transistors wurde vom Elektroingenieur Sidney Darlington erfunden.

Schematische Darstellung eines Verbundtransistors

Ein Verbundtransistor ist eine Kaskadenschaltung mehrerer Transistoren, die so verbunden sind, dass die Last im Emitter der vorherigen Stufe der Basis-Emitter-Übergang des Transistors der nächsten Stufe ist, d. h. die Transistoren sind durch Kollektoren verbunden, und der Emitter des Eingangstransistors ist mit der Basis des Ausgangstransistors verbunden. Darüber hinaus kann eine ohmsche Last des ersten Transistors als Teil der Schaltung verwendet werden, um das Schließen zu beschleunigen. Eine solche Verbindung als Ganzes wird als ein Transistor betrachtet, dessen Stromverstärkung im aktiven Modus der Transistoren ungefähr dem Produkt der Verstärkungen des ersten und zweiten Transistors entspricht:

β с = β 1 ∙ β 2

Lassen Sie uns zeigen, dass ein zusammengesetzter Transistor tatsächlich einen Koeffizienten hatβ , deutlich größer als seine beiden Komponenten. Einstellen der SchrittweiteDlB=dlb1, wir bekommen:

Dle1 = (1 + β 1) ∙ dlB=dlb2

DlZu=dlk1+dlk2= β 1 ∙ dlB+ β 2 ∙ ((1 + β 1) ∙ dlB)

Teilen Dlch An dlB, finden wir den resultierenden Differentialübertragungskoeffizienten:

β Σ = β 1 + β 2 + β 1 ∙ β 2

Denn immerβ >1 , es könnte in Betracht gezogen werden:

β Σ = β 1 ∙ β 1

Es sollte betont werden, dass die Koeffizientenβ 1 Und β 1 kann auch bei Transistoren gleichen Typs unterschiedlich sein, da der Emitterstrom unterschiedlich istIch e2 V 1 + β 2mal der EmitterstromIch e1(Dies folgt aus der offensichtlichen GleichheitIch b2 = Ich e1).

Siklai-Schema

Das Darlington-Paar ähnelt der Sziklai-Transistorverbindung, benannt nach ihrem Erfinder George Sziklai, und wird manchmal auch als komplementärer Darlington-Transistor bezeichnet. Im Gegensatz zur Darlington-Schaltung, die aus zwei Transistoren des gleichen Leitfähigkeitstyps besteht, enthält die Sziklai-Schaltung Transistoren unterschiedlicher Polarität ( p–n–p und n–p–n ). Das Siklai-Paar benimmt sich wie n–p–n -Transistor mit hoher Verstärkung. Die Eingangsspannung ist die Spannung zwischen Basis und Emitter des Transistors Q1, und die Sättigungsspannung entspricht mindestens dem Spannungsabfall an der Diode. Es wird empfohlen, einen niederohmigen Widerstand zwischen Basis und Emitter des Transistors Q2 einzubauen. Diese Schaltung wird in leistungsstarken Gegentakt-Endstufen bei Verwendung von Ausgangstransistoren gleicher Polarität eingesetzt.

Sziklai-Kaskade, ähnlich einem Transistor mit n – p – n Übergang

Kaskodenschaltung

Ein nach der sogenannten Kaskodenschaltung hergestellter Verbundtransistor zeichnet sich dadurch aus, dass der Transistor VT1 in einem Stromkreis mit gemeinsamem Emitter und der Transistor VT2 in einem Stromkreis mit gemeinsamer Basis geschaltet ist. Ein solcher zusammengesetzter Transistor entspricht einem einzelnen Transistor, der in einer gemeinsamen Emitterschaltung angeschlossen ist, verfügt jedoch über viel bessere Frequenzeigenschaften und eine größere unverzerrte Leistung in der Last und kann auch den Miller-Effekt (eine Erhöhung der äquivalenten Kapazität des Transistors) deutlich reduzieren invertierendes Verstärkerelement aufgrund der Rückkopplung vom Ausgang zum Eingang dieses Elements, wenn es ausgeschaltet ist).

Vor- und Nachteile von Verbundtransistoren

Hohe Verstärkungswerte in Verbundtransistoren werden nur im statischen Modus realisiert, daher werden Verbundtransistoren häufig in den Eingangsstufen von Operationsverstärkern verwendet. In Schaltkreisen mit hohen Frequenzen haben Verbundtransistoren solche Vorteile nicht mehr – die Grenzfrequenz der Stromverstärkung und die Betriebsgeschwindigkeit von Verbundtransistoren sind geringer als die gleichen Parameter für jeden der Transistoren VT1 und VT2.

Vorteile:

A)Hohe Stromverstärkung.

B)Die Darlington-Schaltung wird in Form integrierter Schaltkreise hergestellt und bei gleichem Strom ist die Arbeitsoberfläche des Siliziums kleiner als die von Bipolartransistoren. Diese Schaltungen sind bei hohen Spannungen von großem Interesse.

Mängel:

A)Geringe Leistung, insbesondere beim Übergang vom offenen in den geschlossenen Zustand. Aus diesem Grund werden Verbundtransistoren hauptsächlich in Niederfrequenz-Tasten- und Verstärkerschaltungen verwendet; bei hohen Frequenzen sind ihre Parameter schlechter als die eines einzelnen Transistors.

B)Der Durchlassspannungsabfall am Basis-Emitter-Übergang in einer Darlington-Schaltung ist fast doppelt so groß wie in einem herkömmlichen Transistor und beträgt bei Siliziumtransistoren etwa 1,2–1,4 V (darf nicht weniger als das Doppelte des Spannungsabfalls am pn-Übergang betragen). .

V)Hohe Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung, für einen Siliziumtransistor etwa 0,9 V (im Vergleich zu 0,2 V für herkömmliche Transistoren) für Transistoren mit geringer Leistung und etwa 2 V für Transistoren mit hoher Leistung (kann nicht kleiner sein als der Spannungsabfall am p-n-Übergang Plus). Spannungsabfall am gesättigten Eingangstransistor).

Durch die Verwendung des Lastwiderstands R1 können Sie einige Eigenschaften des Verbundtransistors verbessern. Der Widerstandswert wird so gewählt, dass der Kollektor-Emitter-Strom des Transistors VT1 im geschlossenen Zustand einen Spannungsabfall am Widerstand erzeugt, der nicht ausreicht, um den Transistor VT2 zu öffnen. Somit wird der Leckstrom des Transistors VT1 nicht durch den Transistor VT2 verstärkt, wodurch der gesamte Kollektor-Emitter-Strom des Verbundtransistors im ausgeschalteten Zustand verringert wird. Darüber hinaus trägt die Verwendung des Widerstands R1 dazu bei, die Geschwindigkeit des Verbundtransistors zu erhöhen, indem er das Schließen des Transistors VT2 erzwingt. Typischerweise beträgt der Widerstand von R1 bei einem Hochleistungs-Darlington-Transistor Hunderte von Ohm und bei einem Kleinsignal-Darlington-Transistor mehrere kOhm. Ein Beispiel für eine Schaltung mit einem Emitterwiderstand ist ein leistungsstarker n-p-n-Darlington-Transistor vom Typ KT825, dessen Stromverstärkung 10.000 (typischer Wert) bei einem Kollektorstrom von 10 A beträgt.