Construcția de surse de alimentare cvasi-rezonante de înaltă eficiență cu rectificare sincronă bazate pe controlere Renesas HA16163. Totul despre alimentare cu comutare Surse de alimentare rezonante cu circuit de înaltă eficiență

Acest articol a fost pregătit pe baza materialelor trimise de Alexandru Germanovici Semenov, director al întreprinderii științifice și de producție ruso-moldovenească „Elkon”, Chișinău. La pregătirea articolului a participat și inginerul șef al întreprinderii Alexandru Anatolevici Penin. Alexander Germanovich scrie:
„Specializați în domeniul surselor de alimentare, am reușit să creăm o metodă de construcție a convertoarelor rezonante cu reglare profundă a parametrilor de ieșire, care diferă de cele cunoscute până acum. Pentru această metodă a fost primit un brevet internațional. Avantajele metodei sunt cele mai multe se manifestă pe deplin la construirea unor surse puternice - de la 500 la zeci de kilowați - surse.Convertorul nu necesită circuite de protecție rapidă împotriva scurtcircuitelor la ieșire, deoarece practic nu există întrerupere a curentului de comutare în niciun mod.Posibilitatea apariției curenților de trecere. Deoarece fizic (fără feedback) convertorul este o sursă de curent, acum este posibil să transferați condensatorul de filtru al redresorului rețelei de alimentare la ieșirea convertorului, ceea ce a făcut posibilă obținerea unui factor de putere de 0,92-0,96 în funcție de sarcină.Frecvența circuitului rezonant nu se modifică, iar acest lucru face posibilă filtrarea eficientă a radiației convertorului în toate direcțiile.Implementarea practică se realizează sub formă de surse de curent pentru protecția electrochimică - stații de protecție catodică a mărcii Elkon. Putere 600, 1500, 3000 și 5000 wați. Eficiența în modul nominal este la nivelul 0,93-095. SKZ a trecut testele de certificare la NPO „VZLET”. Există o implementare lentă, prelungită. Toate acestea confirmă viabilitatea ideii. Totuși, mi se pare că pentru a obține succesul comercial este necesară popularizarea ideii pentru a atrage atenția asupra acesteia”.
Ei bine, este întotdeauna o plăcere să-i ajut pe colegi, mai ales că ideea care stă la baza produselor Elcon este nouă.

În prezent, dispozitivele electronice de putere și dispozitivele dezvoltate pentru uz profesional sunt optimizate în mod activ în funcție de criterii precum greutatea, dimensiunile, eficiența, fiabilitatea și costul. Aceste cerințe devin din ce în ce mai stricte, adică clientul dorește să aibă un dispozitiv cu dimensiuni și greutate minime și, în același timp, cu eficiență ridicată, fiabilitate ridicată și cost redus.

Pentru a îmbunătăți proprietățile de consum ale produselor, este necesar să se recurgă la măsuri binecunoscute: creșterea frecvenței de operare a conversiei, reducerea pierderilor de putere pe elementele de putere, reducerea sau eliminarea suprasarcinelor dinamice în partea de putere a circuitului. Adesea aceste măsuri se contrazic între ele, iar pentru a obține anumite rezultate, dezvoltatorul face unele compromisuri, uneori foarte dificile. Prin urmare, optimizarea suplimentară a parametrilor tehnologiei convertoarelor este posibilă numai prin trecerea la noi principii pentru construirea acestor dispozitive.

Pentru a înțelege modul în care metoda de reglare a tensiunii oferită de Elcon este fundamental diferită și ce noutate constă în ea, mai întâi să vorbim despre designul tradițional al regulatoarelor. Convertoarele DC-DC (convertoare DC/DC), care reprezintă o clasă semnificativă de dispozitive în domeniul electronicii de putere, sunt construite în mod tradițional după următoarea schemă: legătura primară convertește tensiunea DC în tensiune alternativă de înaltă frecvență; legătura secundară transformă tensiunea alternativă în tensiune continuă. Convertorul conține de obicei un regulator care controlează tensiunea DC de ieșire sau o menține la nivelul necesar.

Conversia de înaltă frecvență poate fi efectuată folosind diferite circuite, dar dacă vorbim despre circuite push-pull, atunci putem numi două tipuri: circuite cu o formă dreptunghiulară a curentului comutatorului de alimentare și cele rezonante cu un circuit sinusoidal (sau cvasi-sinusoidal). ) forma curentului de comutare.

Eficiența de funcționare a convertoarelor este determinată în mare măsură de pierderile de comutare dinamice pe elementele de putere la comutarea valorilor curentului de funcționare. Experiența dezvoltării convertoarelor cu o putere mai mare de 100 W arată că este posibilă reducerea acestor pierderi în principal prin utilizarea elementelor de comutare (tranzistoare) cu timpi de comutare mici și prin formarea traiectoriei de comutare corecte. Elementul de bază actual, desigur, are caracteristici dinamice destul de ridicate, dar, cu toate acestea, ele sunt încă departe de a fi ideale. Prin urmare, limitările tehnologice conduc adesea la supratensiuni semnificative pe elementele circuitului de putere, ceea ce înseamnă că fiabilitatea globală a convertorului este redusă.

Formarea căii de comutare corectă este o sarcină importantă, care poate reduce semnificativ supratensiunile de comutare. Această metodă oferă așa-numita comutare „soft” prin redistribuirea energiei între partea de putere reală a elementului de comutare (comutator tranzistor) și elementul de formare. Reducerea pierderilor se produce ca urmare a revenirii energiei pe care au acumulat-o. Să reamintim că reprezentanții binecunoscuți ai elementelor de formare sunt tot felul de circuite RCD, rezistențe de amortizare, amortizoare etc.

Practica dezvoltării convertoarelor reale arată că, atunci când creați un dispozitiv cu o putere nominală de la sute la mii de wați, trebuie să „dați” literalmente pentru fiecare watt de putere efectivă, pentru a reduce pierderile de căldură în măsura maximă, ceea ce reduce puterea generală. randamentul convertorului.

O altă problemă se referă la necesitatea protecției de mare viteză împotriva scurtcircuitelor (scurtcircuitelor) în sarcină. Problema este în principal că protecția prea rapidă devine prea susceptibilă la alarme false, declanșând convertorul chiar și atunci când nu există niciun pericol pentru acesta. Protecția prea lentă este rezistentă la alarmele false, dar este puțin probabil să protejeze dispozitivul. Este nevoie de mult efort pentru a proiecta o protecție optimă.

În legătură cu cele de mai sus, convertorul clasic de înaltă frecvență nu îndeplinește în deplin cerințele moderne pentru tehnologia de conversie a puterii. Este nevoie de a găsi noi modalități de a construi aceste dispozitive.

Recent, inginerii au acordat atenție convertoarelor rezonante ca dispozitive cu capacități potențiale mari. La convertoarele rezonante, pierderile dinamice sunt fundamental mai mici, creează mult mai puține interferențe, deoarece comutarea nu are loc cu muchii drepte bogate în armonici, ci cu o formă netedă a semnalului aproape de sinusoidală. Convertizoarele rezonante sunt mai fiabile; nu necesită protecție rapidă împotriva scurtcircuitelor (scurtcircuitelor) în sarcină, deoarece curentul de scurtcircuit este limitat în mod natural. Adevărat, datorită formei sinusoidale a curentului, pierderile statice în elementele de putere cresc oarecum, dar deoarece convertoarele rezonante nu sunt atât de solicitante cu privire la dinamica de comutare a elementelor de putere, pot fi utilizați tranzistori IGBT de clasă standard, în care tensiunea de saturație. este mai mică decât cea a tranzistoarelor IGBT cu viteză warp. Vă puteți gândi și la tranzistoarele SIT și chiar la cele bipolare, deși, în opinia autorului site-ului, este mai bine să nu vă amintiți de acestea din urmă în acest context.

Din punctul de vedere al construirii unui circuit de putere, convertoarele rezonante sunt simple și fiabile. Cu toate acestea, până acum nu au reușit să înlocuiască convertoarele convenționale în jumătate și punte completă din cauza problemelor fundamentale cu reglarea tensiunii de ieșire. Convertoarele convenționale folosesc principiul de control bazat pe modularea lățimii impulsului (PWM) și nu există dificultăți aici. La convertoarele rezonante, utilizarea PWM și a altor metode speciale (de exemplu, reglarea frecvenței prin schimbarea frecvenței de comutare) duce la o creștere a pierderilor dinamice, care în unele cazuri devin comparabile sau chiar depășesc pierderile la convertoarele clasice. Utilizarea circuitelor de formare se justifică într-un interval de frecvență limitat și cu o adâncime foarte mică de reglare. Există o metodă puțin mai eficientă, bazată pe o reducere semnificativă a frecvenței de comutare, ceea ce duce la o scădere a curentului mediu de sarcină și, prin urmare, a puterii de ieșire. Dar această metodă de reglare a frecvenței poate fi numită și un compromis și, prin urmare, nu satisface suficient cerințele moderne.

Și totuși, convertoarele rezonante s-au dovedit a fi atât de tentante încât au fost inventate mai multe moduri pentru a le crește eficiența și profunzimea reglării. Din păcate, aceste idei s-au dovedit și ele insuficient de eficiente. Utilizarea unui regulator de impuls suplimentar instalat la ieșire duce la necesitatea utilizării unei alte legături de conversie și, prin urmare, reduce eficiența. Designul cu ture de comutare a transformatorului complică din nou în mod semnificativ convertorul, crește costul acestuia și face imposibilă utilizarea în zonele de consum.

Din cele de mai sus, putem concluziona că principala problemă care împiedică utilizarea pe scară largă a convertoarelor rezonante constă în crearea unei metode eficiente de reglare profundă a tensiunii de ieșire. Dacă această problemă este rezolvată, va fi posibilă îmbunătățirea semnificativă a caracteristicilor dispozitivelor electronice de putere și distribuția lor ulterioară în domenii deja dezvoltate și noi de aplicare a tehnologiei convertoarelor.

Specialiștii Elkon au făcut progrese semnificative în cercetarea metodelor de control prin reducerea frecvenței de comutare. Această metodă a fost luată ca bază, deoarece păstrează principalul avantaj al circuitului rezonant - comutarea comutării la curent zero. Studiul proceselor care au loc într-un convertor rezonant convențional a făcut posibilă rafinarea circuitului său și găsirea unui mecanism de control mai eficient pentru o gamă largă de sarcini și un interval de frecvență acceptabil, care a stat la baza unui brevet internațional. În plus, a fost posibil să se obțină aceeași amplitudine a curenților tranzistorilor de putere atât în ​​modul de sarcină nominală, cât și în modul de scurtcircuit, absența curenților de trecere prin tranzistoarele de putere chiar și la frecvența maximă de comutare și o caracteristică de sarcină „moale” ( mult mai bun decât cel al unui convertor rezonant convențional).

Circuitul complet al convertorului rezonant modernizat face obiectul know-how-ului Elcon, totuși, pentru ca cititorul să înțeleagă care este îmbunătățirea, informații din brevetul „Metoda de conversie controlată a tensiunii DC rezonante” sunt furnizate mai jos.

Invenția este destinată implementării unor convertoare de tensiune rezonante cu tranzistori de înaltă frecvență ajustabile, puternice, ieftine și eficiente, pentru diverse aplicații. Acestea pot fi convertoare de sudură, instalații de încălzire prin inducție, dispozitive de transmisie radio și multe altele.

Există un prototip al unui convertor de tensiune rezonantă reglabil publicat în. În prototip: se creează o oscilație cu propria sa perioadă To și perioada de comutare a comutatoarelor de putere Tk; Dispozitivele de stocare a energiei capacitive și inductive sunt utilizate cu consum de la o sursă de tensiune constantă și transferul unei părți din energie la sarcină cu un redresor; Reglarea tensiunii se realizează prin dezacordarea de la rezonanță cu o perioadă de oscilații naturale To a frecvenței de comutare Tk, apropiată de To.

După cum sa menționat mai sus, deacordarea duce la o creștere semnificativă a pierderilor dinamice și, în general, reduce fiabilitatea convertorului, deoarece deacordarea pierde principalul avantaj al unui convertor rezonant - comutarea la curenți zero. Toate acestea duc la faptul că metoda este recomandabilă să fie utilizată numai în convertoare de putere redusă.

Există un prototip mai apropiat, publicat în lucrare. Acest prototip creează și o oscilație cu propria sa perioadă To și perioada de comutare a tastelor Tk, dar Tk>To; Dispozitivele de stocare a energiei capacitive și inductive sunt utilizate cu consum de la o sursă de tensiune constantă și transferul unei părți din energie la sarcină cu un redresor; tensiunea de ieșire este reglată prin modificarea perioadei de comutare Tk. Cu toate acestea, aici excesul de energie al dispozitivului de stocare capacitiv este returnat înapoi la sursa de alimentare datorită descărcării dispozitivului de stocare capacitiv prin sarcină, iar partea frontală a impulsurilor de curent ale comutatoarelor de alimentare este limitată folosind dispozitive de stocare inductive suplimentare. Această metodă păstrează principalul avantaj al unui convertor rezonant - capacitatea de a comuta întrerupătoarele de alimentare la curenți zero.

Din păcate, acest prototip are și o serie de neajunsuri. Unul dintre dezavantajele fundamentale este creșterea curentului întrerupătoarelor în caz de suprasarcină sau scurtcircuite în circuitul de sarcină la frecvența nominală sau maximă. Deoarece în acest caz elementele inductive stochează o cantitate mare de energie, nu are timp să se întoarcă complet la sursa de alimentare într-o perioadă scurtă (Tk-To)/2. Un alt dezavantaj este întreruperea forțată a curentului prin întrerupătoare, în ciuda faptului că marginea de comutație este setată. Aici este nevoie de o protecție complexă a elementelor cheie, ceea ce restrânge domeniul general de reglare a tensiunii, ceea ce duce la o îngustare a domeniului de aplicare al convertorului.

Dispozitivul cu care poate fi implementată această metodă este un convertor rezonant convențional în jumătate de punte cu un divizor capacitiv de tensiune (stocare capacitivă) și un stocare inductiv, conectat cu o sarcină între rack-ul de tranzistori cu semi-punte și borna mijlocie a divizorului capacitiv. . Acumulatorii inductivi suplimentari sunt incluși în ramurile sau circuitele fiecărui element cheie.

Dispozitivul propus de Elcon rezolvă problema furnizării unei game largi de reglare a tensiunii de sarcină și, astfel, extinde domeniul de aplicare al acestuia. În noua metodă, găsiți câteva analogii cu prototipurile și: se creează oscilații cu o perioadă naturală To și o perioadă de comutare Tk, cu Tk>To se folosește și un dispozitiv de stocare capacitiv și inductiv cu consum de la o sursă de tensiune constantă. iar o parte din energie este transferată la sarcină cu un redresor, de asemenea, se efectuează returnarea excesului de energie de la dispozitivul de stocare capacitiv înapoi la sursă, reglarea tensiunii se efectuează prin schimbarea Tk. Noutatea metodei constă în faptul că, simultan cu primele oscilații, se creează a doua oscilații cu propria lor perioadă To și perioadă de comutare Tk, folosind aceeași stocare capacitivă și o a doua stocare inductivă, consumând energie din stocarea capacitivă și transferând energie. la sarcina cu un redresor.

Caracteristica principală a metodei propuse este curgerea simultană a curenților din prima și a doua oscilație prin elementele cheie, astfel încât curentul total prin acestea să nu sufere o întrerupere, ceea ce permite returnarea energiei dispozitivelor de stocare inductivă. la frecventa maxima chiar si atunci cand apare un scurtcircuit. În același timp, amplitudinea curentă a elementelor cheie rămâne la nivelul valorilor nominale. Această metodă „funcționează” pe întreaga gamă de perioade de comutare Tk, ceea ce rezolvă cu succes problema unui convertor rezonant.

Dispozitivul prezentat în figura 1, conține un generator de impulsuri master controlat (1), ale cărui ieșiri sunt conectate la porțile tranzistoarelor (2) și (3), formând un rack cu jumătate de punte (braț cu jumătate de punte). Punctul comun de conectare al tranzistoarelor (2) și (3) printr-o stocare capacitivă (condensator rezonant), desemnat (5), este conectat la unul dintre bornele sarcinii transformatorului-redresoare (6). Acumulatoarele inductive (choke rezonante), desemnate (7) și (8), sunt conectate în serie. Punctul lor comun de conectare este conectat la un alt terminal de sarcină (6). Sursa de tensiune de alimentare (9) este conectată la bornele inferioare ale inductorului (7) și emițătorului tranzistorului (2). Borna superioară a inductorului (8) este conectată la colectorul tranzistorului (3).

Pe Figura 2 sunt prezentate grafice care arată funcționarea acestui convertor rezonant. Oscilatorul principal (1) produce impulsuri de control al parafazei prezentate în Fig.2 a-b, durata To/2 și perioada de comutare reglabilă Tk, care la rândul lor deschid tranzistoarele (2) și (3). În modul de funcționare constant al convertorului, la momentul t1, un impuls de control este aplicat tranzistorului (2) și un impuls de curent sinusoidal I1 începe să curgă prin acesta, prezentat în Fig. 2c, - așa-numitele „primele vibrații”. În același timp, curentul I2 continuă să curgă prin dioda antiparalelă (opusă) (4) a tranzistorului (3) - „a doua oscilație”.

figura 3 Primul ciclu al circuitului

Pe Figura 3 este prezentat primul ciclu de funcționare al circuitului, reflectând comportamentul acestuia în intervalul (t1…t2). Condensator rezonant (5) cu tensiunea U5, al cărui grafic este prezentat în Fig.2 d., este reîncărcat printr-o sarcină transformator-redresoare (6), incluzând un transformator (6.1), un redresor (6.2) și sarcina propriu-zisă (6.3). Prima sufocare rezonantă (7) stochează energie. În același timp, condensatorul rezonant (5) este descărcat prin a doua bobină rezonantă (8) cu o tensiune U8, al cărei grafic este prezentat în Fig.2 d. Inductorul (8) stochează energie conform polarității indicate pe grafic.

figura 4 Al doilea ciclu al circuitului

Pe Figura 4 este prezentat al doilea ciclu de funcționare a circuitului, reflectând comportamentul acestuia în intervalul (t2…t3). Condensatorul rezonant (5) continuă să fie reîncărcat prin sarcina transformatorului-redresoare (6) și prima bobinet rezonant (7). De asemenea, condensatorul rezonant (5) este reîncărcat prin a doua bobină rezonantă (8), care eliberează deja energie în conformitate cu polaritatea specificată.

Figura 5 Al treilea ciclu al circuitului

Pe Figura 5 este prezentat al treilea ciclu de funcționare al circuitului, reflectând comportamentul acestuia în intervalul (t3…t4). Condensatorul rezonant (5) continuă să se încarce prin sarcina transformatorului-redresoare (6) și prin prima bobine rezonantă (7) cu tensiunea U7 prezentată în grafic Fig.2 e. În același timp, condensatorul rezonant (5) este deja încărcat de la al doilea inductor rezonant (8), care continuă să elibereze energie în conformitate cu polaritatea specificată.

Figura 6 Al patrulea ciclu al circuitului

Pe Figura 6 este prezentat al patrulea ciclu de funcționare al circuitului, reflectând comportamentul acestuia în intervalul (t4…t5). Condensatorul rezonant (5) continuă să se încarce prin sarcina transformator-redresoare (6) și primul inductor rezonant (7), care eliberează deja energie în conformitate cu polaritatea indicată în figură. În același timp, condensatorul rezonant (5) continuă să fie încărcat de al doilea inductor rezonant (8).

Pe Figura 8 este prezentat al șaselea ciclu de ceas al circuitului, reflectând comportamentul acestuia în intervalul (t6…t7). Condensatorul rezonant (5) transferă deja energie prin sarcina transformator-redresoare (6) și primul inductor rezonant (7) către sursa de alimentare (9). Curentul I1 își schimbă direcția.

figura 9 Al șaptelea ciclu al circuitului

Pe Figura 9 este prezentat al șaptelea ciclu de ceas al circuitului, reflectând comportamentul acestuia în intervalul (t7...t8). Impulsul de control este furnizat tranzistorului (3), iar un impuls de curent sinusoidal I2 începe să curgă în conformitate cu Fig. 2c, prin acest tranzistor („a doua oscilație”). De asemenea, curentul I1 continuă să curgă prin dioda antiparalelă (10) a tranzistorului (2) - „prima oscilație”. Condensatorul rezonant (5) furnizează energie prin sarcina transformator-redresoare (6) și primul inductor rezonant (7) la sursa de tensiune de alimentare (9) și la al doilea inductor rezonant (8).

Pe Figura 11 este prezentat al nouălea ciclu de funcționare a circuitului, reflectând comportamentul acestuia în intervalul (t9…t10). Toate dispozitivele de stocare renunță la energia lor.

Pe Figura 13 este afișat ciclul final de funcționare a circuitului, reflectând comportamentul acestuia în intervalul (t11…t1). Condensatorul rezonant (5) este descărcat, apoi procesele se repetă.

Vă rugăm să rețineți: în intervalul de timp t6-t7, energia este returnată la sursă, deoarece curentul I1 își schimbă direcția. Amplitudinea negativă a curentului I1 este determinată de sarcina convertorului. Acest fapt determină avantajele suplimentare ale metodei - amplitudinea curentului prin comutatoare nu crește până când apare un scurtcircuit în sarcină. De asemenea, problema curenților de trecere este complet absentă, ceea ce simplifică și face fiabil controlul tranzistorilor. Dispare și problema creării de protecții rapide pentru a preveni modul de scurtcircuit.

Această idee a stat la baza prototipurilor, precum și a produselor de serie pe care Elcon le produce în prezent. De exemplu, un convertor de tensiune cu o putere de 1,8 kW, proiectat pentru o stație de protecție catodică pentru conducte subterane, primește energie de la o rețea de curent alternativ monofazat de 220 V 50 Hz. Folosește tranzistori de putere IGBT din clasa ultra-rapidă IRG4PC30UD cu o diodă opusă încorporată, capacitatea condensatorului rezonant (5) este de 0,15 μF, inductanța choke-urilor rezonante (7) și (8) este de 25 μH fiecare. . Perioada naturală de oscilație To este de 12 μs, raportul de transformare al transformatorului (6.1) este de 0,5, ceea ce determină domeniul de sarcină nominală (0,8…2,0) Ohm. Pentru o valoare minimă a perioadei de comutare Tk egală cu 13 μs (cu o frecvență de comutare fk egală cu 77 kHz) și o sarcină de 1 Ohm, amplitudinile curenților I1 și respectiv I2 sunt plus 29 A și minus 7 A. Pentru o sarcină de 0,5 Ohm, amplitudinile curenților I1 și I2 au fost, respectiv, plus 29 A și minus 14 A. În cazul unui scurtcircuit, aceste valori sunt plus 29 A și minus 21 A, media curentul prin sarcină este de 50 A, adică se manifestă efectul limitării curentului de scurtcircuit.

Pe Figura 14 arată familia de caracteristici de reglare ale convertorului. Este important de reținut că pe întregul interval de frecvență de comutare, impulsurile de comutare sunt aplicate la curent zero. Aceste rezultate au fost obținute în sistemul de modelare a circuitelor OrCAD 9.1 și apoi testate pe un model la scară completă.

Pentru comparație, pe Figura 15 este prezentată o familie de caracteristici de reglare ale unui convertor rezonant clasic similar ca putere. Perioada minimă de comutare Tk este mărită din cauza apariției curenților de trecere și este de 14 μs (la o frecvență de comutare fk egală cu 72 kHz). Pentru această frecvență nominală, se realizează modul de comutare cu curent zero. Pentru o rezistență de sarcină de 1 Ohm, amplitudinea curentului de sarcină este de 30A; pentru o rezistență de 0,5 Ohm, amplitudinea este deja de 58A. În cazul unui scurtcircuit, amplitudinea curentului prin tranzistoare devine mai mare de 100 A, iar comutarea tranzistoarelor de putere nu mai are loc la curenți zero, iar curentul mediu de sarcină devine mai mare de 180 A. Astfel, așa cum sa menționat mai devreme, este nevoie de o protecție rapidă la scurtcircuit pentru a evita un accident.

Secțiunea de control „A” (linii subțiri) caracterizează modul de comutare nu la curent zero. De interes practic este secțiunea de reglare „B”, când frecvența de comutare este de două sau mai multe ori mai mică decât cea nominală. Se poate observa că adâncimea de reglare în acest mod pentru un convertor clasic este semnificativ mai mică decât la convertorul Elkon, iar necesitatea de a funcționa la o frecvență de comutare mai mică înrăutățește performanța energetică specifică a convertorului clasic. Convertorul Elkon propus are caracteristici de control practic acceptabile și o gamă de modificări ale frecvenței de comutare.

Luând în considerare caracteristica de sarcină moale, este posibilă reglarea tensiunii de ieșire la o frecvență fixă ​​datorită reglării fazei a două convertoare conectate în paralel la tensiune alternativă. Această opțiune a fost testată pe un prototip de 1,2 kW. Tensiunea de ieșire variază de la zero la maxim.

Rezultatele obținute sugerează că convertoarele de tensiune care folosesc noua metodă de conversie rezonantă vor găsi o aplicație mai largă în toate domeniile de utilizare a convertoarelor convenționale cu reglare PWM pentru zeci de kW sau mai mult.

Și acum - puțin despre produsele de serie. Întreprinderea Elkon produce:
- statii de protectie catodica cu puterea de 0,6, 1,5, 3,0 si 5,0 kW, cu un randament in regim nominal nu mai slab de 93%;
- surse pentru sudare manuală cu arc cu o putere de 5,0 și 8,0 kW alimentate dintr-o rețea de 220 volți 50 Hz;
- surse pentru sudare manuală cu arc cu o putere de 12 kW alimentate de o rețea trifazată de 380 volți 50 Hz;
- surse de încălzire semifabricate forjate cu o putere de 7,0 kW alimentate dintr-o rețea de 220 volți 50 Hz;
- convertoare pentru o baterie solară de înaltă tensiune cu o putere de 5,0 kW cu o tensiune de intrare de la 200 la 650 V și o tensiune de ieșire de 400 V; Prin modularea tensiunii de ieșire a convertorului conform unei legi sinusoidale cu o frecvență de 100 Hz și distribuția ulterioară a semi-undelor, electricitatea este transferată de la bateria solară în rețeaua de 220 volți 50 Hz.
Angajații companiei speră că această idee va inspira, de asemenea, radioamatorii cu experiență, care sunt implicați în proiectarea echipamentelor de sudură.

LITERATURĂ
Meshcheryakov V.M. Electronica de putere este o modalitate eficientă de rezolvare a problemelor programului regional „Conservarea energiei și a resurselor” // Inginerie electrică. 1996. 12.p.1.
Convertoare cu tranzistori de înaltă frecvență./E.M.Romash, Yu.I.Drabovich, N.N.Iurcenko, P.N.Shevchenko - M.: Radio și comunicații, 1988.-288p.
Goncharov A.Yu. Convertoare de putere cu tranzistori produse în serie // Electronică: Știință, Tehnologie, Afaceri. 1998. 2.p.50.
Kovalev F.I., Florentsev S.N. Electronică de putere: ieri, azi, mâine // Inginerie electrică. 1997. 11.p.2.
Dmitrikov V.F. și altele.Noi surse de energie domestică extrem de eficiente cu intrare fără transformator // http//:www.add.ru/r/konkurs/st.18.html
Patanov D.A. Probleme generale de reducere a pierderilor de comutare în invertoarele de tensiune // http://www.add.ru/r/konkurs/avtst8.html
Zhdankin V.K. Dispozitive electronice de putere de la Zicon Electronics // Tehnologii moderne de automatizare. 2001.N1.p.6.
Belov G.A. Convertoare de tensiune DC tiristor-tranzistor de înaltă frecvență. -M.: Energoatomizdat, 1987.-120 p.
Brevet PCT, WO94/14230, 06.23.94, H02M 3/335.
Brevet PCT/MD 03/00001. 16.05.2002, H02M3/337 Ce scriu ei

Utilizare: dezvoltarea surselor de alimentare cu comutare de înaltă frecvență. Esența invenției: sursa de alimentare deține un convertor de tensiune a tranzistorului cheie 1, realizat sub forma unui circuit în jumătate de punte pe tranzistoarele 4.5 și condensatorii 6.7, și o unitate de control al frecvenței 25, realizată sub forma unei conexiuni în serie. nodul 26 pentru transformarea tensiunii în rezistență și nodul 27 pentru transformarea rezistenței în frecvență Circuitul de ieșire al convertorului 1 include un circuit rezonant format din inductor 8 și condensatori 9, 10. Stabilizarea modificărilor frecvenței de funcționare a convertorului 1 în funcție de modificările tensiunii de ieșire. Formarea unei forme speciale a curentului de bază al tranzistorilor 4, 5 folosind blocul 25 și lanțurile realizate pe elementele 15-22 reduce pierderile atât la pornirea curentului, cât și la oprirea tranzistorilor 4, 5. f-ly, 3 ill.

Invenția se referă la inginerie electrică și poate fi utilizată în dezvoltarea surselor de alimentare cu comutație de înaltă calitate. Un stabilizator de tensiune de impuls cunoscut conține un convertor de tensiune în jumătate de punte push-pull, intrarea este conectată la bornele de intrare, iar ieșirea este conectată printr-un redresor și un filtru la bornele de ieșire, un modulator de lățime a impulsului, ieșirile de care sunt conectate la intrările de control ale convertorului de tensiune în jumătate de punte push-pull, un generator de unde pătrate, un driver de tensiune din dinte de ferăstrău, o sursă de tensiune de referință și doi tranzistori (1). Dispozitivul cunoscut rezolvă problema tehnică a creșterii eficienței prin utilizarea tensiunilor variabile pentru comparație în modulatorul de lățime a impulsului: referință dreptunghiulară și dinți de ferăstrău, proporțional cu tensiunea de intrare. Obținerea unor astfel de tensiuni și compararea lor necesită mai puțină cheltuială de energie. Și utilizarea curentului sursei de tensiune de referință pentru a controla simultan tranzistoarele unui convertor de tensiune în jumătate de punte push-pull, împreună cu utilizarea PWM pasiv, crește și mai mult eficiența. Sursele de alimentare PWM sunt predominante în zilele noastre. Cu toate acestea, ele se caracterizează prin pierderi prea mari, deoarece aparțin așa-numitelor circuite de comutare dură. Cu o comutare puternică, comutatorul tranzistorului pornit se oprește în momentul în care curentul trece prin el, iar comutatorul tranzistorului oprit se pornește atunci când există tensiune pe el și, prin urmare, cu atât mai des acest comutator este pornit și oprit. , cu atât sunt mai mari pierderile. În acest caz, timpul de comutare al tranzistorului (durata pornirii sau opririi) ar trebui să fie cât mai scurt posibil. Astfel, dezavantajul dispozitivului cunoscut este pierderile mari, adică. eficienta scazuta. În mod ideal, pentru ca pierderile să fie minime, comutatorul tranzistorului ar trebui să se oprească atunci când curentul prin acesta este zero (comutarea curentului zero) și să se pornească atunci când tensiunea pe el este zero (comutație cu tensiune zero). În prezent, cea mai bună soluție pentru sursele de alimentare cu comutare de înaltă frecvență este utilizarea circuitelor rezonante. Spre deosebire de sursele de alimentare cu PWM, circuitele rezonante „înmoaie” modul de comutare și astfel ajută la reducerea pierderilor de comutare. Ca rezultat, sursele de alimentare rezonante oferă o eficiență mai mare la aceeași frecvență de operare. O sursă de alimentare rezonantă cunoscută care conține un convertor de tensiune cheie tranzistor, conexiuni de intrare cu bornele de intrare și realizată sub forma unui circuit în jumătate de punte, în circuitul de ieșire al căruia este inclus un circuit rezonant, constând dintr-un circuit în serie conectat în paralel pe inductorul și primul condensator și un al doilea condensator, iar paralel cu primul condensator este pornită înfășurarea primară a transformatorului de ieșire, a cărei înfășurare secundară este conectată la bornele de ieșire printr-un redresor și un filtru și unitatea de control al frecvenței , ale căror ieșiri sunt conectate la intrările de control ale convertorului de tensiune a tranzistorului cheie, ale cărui borne de putere ale tranzistorilor sunt derivate de diode de blocare (2). Sursa de energie cunoscută este un analog care este cel mai apropiat de invenția propusă în ceea ce privește totalitatea caracteristicilor esențiale. Cu toate acestea, sursa de energie cunoscută are și pierderi semnificative prin comutare, datorită faptului că unitatea de control al frecvenței produce oscilații dreptunghiulare și, prin urmare, curentul de control al tranzistorului convertor are și o formă dreptunghiulară. Obiectivul tehnic al acestei invenții este de a reduce pierderile la comutarea tranzistoarelor unui convertor de tensiune cu tranzistor cheie și de a reduce puterea consumată de unitatea de control al frecvenței. Rezultatul tehnic care poate fi obținut prin utilizarea invenției este creșterea eficienței sursei de alimentare rezonante. Problema tehnică enunțată se realizează prin faptul că într-o sursă de alimentare rezonantă care conține un tranzistor cheie, un convertor de tensiune, conexiuni de intrare cu bornele de ieșire și realizate sub forma unui circuit în jumătate de punte, în circuitul de ieșire al cărui circuit rezonant este inclus, constând dintr-un circuit în serie conectat în paralel la inductor și primul condensator și un al doilea condensator, iar în paralel cu primul condensator este conectată înfășurarea primară a transformatorului de ieșire, a cărei înfășurare secundară este conectată la ieșire. terminale printr-un redresor și un filtru și o unitate de control al frecvenței, ale cărei ieșiri sunt conectate la intrările de control ale convertorului de tensiune cheie a tranzistorului, ale cărui bornele de putere ale tranzistorilor sunt derivate de diode de blocare, controlul frecvenței blocului este realizat sub formă de două rezistențe de bază și o diodă conectate în serie și pe un condensator suplimentar conectat între punctul comun al rezistențelor și ieșirea liberă a diodei, în timp ce intrările de control ale tranzistoarelor prin lanțurile corespunzătoare de generare a curentului de bază sunt conectate la intrările de control corespunzătoare ale convertorului de tensiune a tranzistorului cheie, iar rezistența de conversie a nodului în frecvență este realizată sub forma unui multivibrator parafazat pe patru invertoare logice, un al treilea și al patrulea condensator, un tranzistor suplimentar și trei rezistențe și invertoarele logice. sunt conectate în perechi în serie, respectiv, primul cu al doilea și al treilea cu al patrulea, al treilea condensator este conectat între ieșirea primului și intrarea celui de-al treilea invertor logic, iar al patrulea condensator este conectat între ieșire. al treilea și ieșirea primului invertor logic, primul rezistor este conectat în paralel cu ieșirea unității convertizor tensiune-rezistență, conectat prin al doilea și al treilea rezistor la ieșirile primului și, respectiv, al treilea. invertoare logice, ieșirile celui de-al doilea și al treilea invertor logic al patrulea invertor logic sunt conectate la înfășurarea primară a unui transformator suplimentar, dintre care două înfășurări secundare sunt utilizate ca ieșiri ale unității de conversie a rezistenței la frecvență și ieșiri ale frecvenței unitate de control, a cărei intrare este intrarea unității de conversie tensiune-rezistență conectată la pinii de ieșire. În plus, unitatea de conversie tensiune-rezistență este alcătuită dintr-un tranzistor suplimentar, a cărui ieșire este utilizată ca ieșire a unității de conversie tensiune-rezistență, un rezistor variabil utilizat ca intrare a tensiunii-la-rezistență. unitatea de conversie a rezistenței și un al patrulea rezistor conectat între intrarea și ieșirea unității de conversie tensiune-la-rezistență rezistența și terminalul de reglare al rezistenței variabile este conectat la baza tranzistorului suplimentar. Invertoarele logice pot fi realizate folosind elemente 2I-NOT. Pentru a asigura pornirea convertorului de tensiune, transformatorul suplimentar este echipat cu o înfășurare de pornire conectată la circuitul de ieșire al convertorului de tensiune a tranzistorului cheie în serie cu circuitul rezonant. Invenţia este ilustrată prin desene, unde în fig. 1 prezintă o diagramă a unei surse de alimentare rezonante; Fig. 2 forma curentului de bază al tranzistorilor convertizorului de tensiune cheie a tranzistorului, în Fig. 3 caracteristica sa de reglare. Sursa de alimentare rezonantă (Fig. 1) conține un convertor cheie de tensiune a tranzistorului 1, conectat printr-o intrare la bornele de ieșire 2, 3 și realizat sub forma unui circuit în jumătate de punte pe tranzistorii 4, 5 și condensatorii 6, 7, în circuitul de ieșire al căruia este inclus un circuit rezonant, constând din conectat în paralel cu circuitul în serie pe inductorul 8 și pe primul condensator 9 și al doilea condensator 10, transformatorul de ieșire 11, înfășurarea primară care este conectată în paralel cu condensatorul 9, iar înfășurarea secundară este conectată prin redresorul 12 și filtrul 13 la ieșirea convertizorului de tensiune a tranzistorului cheie conectat la bornele de ieșire, la care este conectată sarcina 14, lanțuri de generare a curentului de bază realizate sub formă de serie -rezistoarele de bază conectate 15 și 16, 17, 18 și diodele 19 și 20, iar pe condensatoarele suplimentare 21 și 22 conectate între punctul comun al rezistențelor 15, 16 și 17, 18 și bornele libere ale diodelor 19 și 20, respectiv, blocare diodele 23 și 24, bornele de putere de derivație ale tranzistoarelor 4 și 5, unitatea de control al frecvenței 25, realizată sub formă de noduri conectate în serie pentru transformarea tensiunii în rezistență 26 și un nod pentru transformarea rezistenței în frecvență 27. Nodul 27 conversia rezistenței în frecvență conține un multivibrator parafazat pe patru invertoare logice 28, 29, 30, 31, un al treilea condensator 32, un al patrulea condensator 33, un transformator suplimentar 34 și trei rezistențe 35, 36, 37, iar invertoarele logice sunt conectate în perechi în serie, 28 cu 29 și 30 cu 31, al treilea condensator 32 este conectat între ieșirea invertorului logic 28 și intrarea invertorului logic 30, al patrulea condensator 33 este conectat între ieșirea invertorului logic 30 și intrarea invertorului logic 30. invertorul logic 28, primul rezistor 35 este conectat în paralel cu ieșirea nodului de conversie tensiune-rezistență 26, prin al doilea rezistor 36 și al treilea rezistor 37 conectate la intrările, respectiv, ale invertorului logic 28 și ale invertorului logic 30. , ieșirile invertorului logic 29 și ale invertorului logic 31 sunt conectate la înfășurarea primară 38 a unui transformator suplimentar 34, ale căror înfășurări secundare 39 și 40 sunt utilizate ca ieșiri ale nodului 27 transformând rezistența în frecvență și ieșirile unității de control al frecvenței 25 . Invertoarele logice 28, 29, 30, 31 pot fi realizate, de exemplu, pe elementele 2I-NOT. Ca intrare a unității de control al frecvenței 25, este utilizată intrarea unității de conversie tensiune la rezistență 26, realizată pe un tranzistor suplimentar 41, a cărui ieșire este utilizată ca ieșire a unității de conversie tensiune la rezistență. 26, pe un rezistor variabil 42, utilizat ca intrare a unității de conversie tensiune-rezistență 26, și al patrulea rezistor 43, conectat între intrarea și ieșirea unității de conversie tensiune-rezistență 26 și terminalul de reglare al rezistorului variabil 42 este conectat la baza tranzistorului suplimentar 41. Intrarea unității de control al frecvenței 25 este conectată la sarcina 14. Pentru a asigura pornirea convertorului de tensiune a tranzistorului cheie, 1 transformator suplimentar 34 este echipat cu un înfășurarea de pornire 44, conectată la circuitul de ieșire al convertorului cu tranzistor cheie 1 în serie cu circuitul rezonant. Multivibratorul parafazat este alimentat de la o sursă de alimentare separată și de la o sursă de tensiune de referință (elementele 45, 46) prin aplicarea tensiunii acestuia de la ieșirea redresorului 12 al convertorului de tensiune a tranzistorului cheie 1 printr-un filtru capacitiv 47. Rezistoarele 48, 49, 50, 51 setează tranzistoarele de mod de funcționare necesare 4 și 5. Sursa de alimentare rezonantă funcționează după cum urmează. Când sursa de alimentare este pornită, convertorul de tensiune a tranzistorului cheie 1 este excitat din cauza feedback-ului pozitiv al înfășurării de pornire 44 a transformatorului suplimentar 34 și începe să genereze impulsuri de joasă frecvență. Pe înfășurarea secundară a transformatorului de ieșire 11 apare o tensiune, care prin redresorul 12 alimentează microcircuitul de pe invertoarele logice 28.31 ale multivibratorului parafazat. Multivibratorul începe să genereze impulsuri de înaltă frecvență care intră prin transformatorul 34 pe lanțul de generare a curentului de bază al tranzistorilor 4 și 5. Datorită formării curentului de bază a tranzistorilor 4 și 5 ai convertorului 1, utilizând unitatea de control al frecvenței 25 și lanțurile de generare a curentului de bază. (elementele 15.22), se realizează o reducere a pierderilor tranzistorilor 4 și 5 atunci când sunt comutați. La momentul t 1 (Fig. 2), tranzistorul 4 este pornit (pornit la tensiune zero). Cu un salt atât de puternic în curentul de bază, pierderile la pornirea tranzistorului sunt reduse. Tranzistorul este pornit și saturat pentru timpul t 1 t 2 . În acest caz, curentul de bază scade liniar la o valoare de i b min. la care tranzistorul este încă saturat. Cu o valoare de i b, timpul de absorbție t al tranzistorului atunci când este oprit va fi minim, ceea ce duce la o scădere a pierderilor atunci când tranzistorul este oprit. În timpul t 2 t 3, când curentul de bază ia valori negative, timpul de oprire al tranzistorului datorită unei scăderi suplimentare a t curse. scade, reducând astfel pierderile de căldură atunci când tranzistorul este oprit. Astfel, datorită formării curentului de bază al tranzistoarelor 4 și 5 cu o formă specială (Fig. 2), pierderile sunt reduse atât la pornirea, cât și la oprirea tranzistoarelor convertorului 1. Când tranzistorul 4 este pornit, curentul în inductorul 8 începe să crească treptat. Acest curent este egal cu suma curentului din înfășurarea primară a transformatorului 11 și a curentului de încărcare al condensatorului 9. Când tensiunea de pe condensatorul 9 și înfășurarea primară a transformatorului 11 este egală cu tensiunea de intrare, scăderea de tensiune pe inductorul 8 va devine zero, după care energia stocată în inductorul 8 începe să încarce condensatorul 9. După un interval de timp, care este stabilit de frecvența de rezonanță proprie a circuitului, curentul din inductorul 8 și, în consecință, din tranzistorul 4 va deveni zero. Apoi curentul prin inductorul 8 își va schimba direcția și condensatorul 9 începe să se descarce, menținând fluxul de curent prin dioda 23. În acest caz, tranzistorul 4 se oprește (comutarea la curent zero). Semiciclul rezonant al condensatorului de încărcare 10 începe după ce tranzistorul 4 este oprit și se termină înainte ca tranzistorul 5 să fie pornit. Când ambele tranzistoare sunt oprite, energia este transferată de la inductorul 8 la condensatorul 10. Pe măsură ce condensatorul 10 se încarcă, tensiunea este pornită. tranzistorul 4 crește și pe tranzistorul 5 scade. Când tensiunea de pe tranzistorul 5 scade la zero, aceasta este pornită fără pierderi, în timp ce dioda 24 asigură că energia rămasă în inductorul 8 este returnată înapoi la intrarea sursei de putere rezonantă. Următorul semiciclu este identic cu primul și începe când se oprește tranzistorul 5. Acum tensiunea de pe tranzistorul 5 va crește, iar tensiunea de pe tranzistorul 4 va scădea, iar când scade la zero, tranzistorul 4 pornește fără pierderi. Ca și în alte surse de alimentare rezonante, o modificare a frecvenței de funcționare a convertorului 1 duce la o modificare a tensiunii de ieșire, iar frecvența de funcționare a convertorului 1 este mai mare decât frecvența sa de rezonanță, iar punctul de funcționare a conversiei este situat pe panta dreaptă a curbei rezonante a circuitului (fig. 3) în secțiunea dreaptă a acestuia. Stabilizarea tensiunii de ieșire se realizează prin furnizarea unei tensiuni de reacție negativă de la sarcina 14 către blocul de control al frecvenței 25 și generarea de impulsuri de control în acest bloc pentru tranzistoarele 4 și 5 ale convertorului 17. În blocul de control al frecvenței 25, tensiunea este convertită în rezistență folosind nodul 26, iar apoi conversia rezistenței în frecvență folosind nodul 27. Modulația de frecvență are loc prin modificarea rezistenței rezistorului 35, șuntat de tranzistorul 41. Rezistorul 35 și condensatorii 32, 33 și rezistențele 36, 37 îndeplinesc funcția de elementele de sincronizare ale unui multivibrator parafaz. Când tensiunea de ieșire scade de la valoarea U 0 la U 2 datorită creșterii curentului de sarcină, frecvența multivibratorului parafazat scade de la valoarea f 1 la valoarea f 3 (Fig. 3), în timp ce tensiunea de ieșire a convertorul 1 crește la valoarea U 1 și scăderea tensiunii de ieșire este compensată sursă. Astfel, tensiunea de ieșire a sursei de alimentare rezonante va rămâne neschimbată. În mod similar, tensiunea de ieșire este stabilizată prin reducerea curentului de sarcină. Pe caracteristica rezonantă (reglare) (Fig. 3), punctul de funcționare al conversiei se deplasează de-a lungul liniei f 1, f 2, f 3: cu cât curentul în sarcină este mai mare, cu atât este mai aproape punctul de funcționare de frecvență și viciu. invers, cu cât curentul din sarcină este mai mic, cu atât punctul de operare este mai aproape de frecvența f 2 . Cu puncte de sarcină foarte mari sau scurtcircuite în sarcină, punctul de operare de conversie se deplasează spre stânga dincolo de frecvența de rezonanță f p , reducând tensiunea la aproape zero (punctul f 4, Fig. 3). În acest caz, protecția împotriva scurtcircuitelor sursei de alimentare se realizează fără utilizarea unor elemente suplimentare. Proiectarea propusă a unității de control al frecvenței, în special unitatea de conversie a rezistenței la frecvență, este foarte economică, deoarece caracterizat prin consum redus de energie. Astfel, această invenție face posibilă creșterea eficienței unei surse de alimentare rezonante.

REVENDICARE

1. O sursă de alimentare rezonantă care conține un convertor de tensiune cu tranzistor cheie, intrarea conectată la bornele de intrare și realizată sub forma unui circuit în jumătate de punte, în circuitul de ieșire al căruia este conectat un circuit rezonant, constând dintr-un circuit în serie conectat în paralel pe inductor și primul condensator și un al doilea condensator și paralel cu primul Condensatorul este conectat la înfășurarea primară a transformatorului de ieșire, a cărei înfășurare secundară este conectată printr-un redresor și filtru la ieșirea cheii convertor de tensiune a tranzistorului, conectat la bornele de ieșire și o unitate de control al frecvenței, ale cărei ieșiri sunt conectate la intrările de control ale convertorului de tensiune cheie a tranzistorului, ale cărui borne de putere ale tranzistorilor sunt derivate de diode de blocare, caracterizată prin aceea că unitatea de control al frecvenței este realizată sub forma unei unități de conversie de tensiune la rezistență conectate în serie și a unei unități de conversie a rezistenței la frecvență; tranzistorii bipolari sunt utilizați ca tranzistori ai convertorului de tensiune cheie a tranzistorului, ale căror circuite de bază sunt echipat cu lanțuri de generare a curentului de bază realizate sub formă de două rezistențe de bază și o diodă conectate în serie și pe un condensator suplimentar conectat între punctul comun al rezistențelor de bază și bornele libere ale diodei, în timp ce intrările de control ale tranzistoarelor prin lanțurile corespunzătoare de generare a curentului de bază sunt conectate la intrările de control corespunzătoare ale convertorului de tensiune cheie a tranzistorului, iar unitatea de conversie a rezistenței la frecvență este realizată sub forma unui multivibrator parafazat pe patru invertoare logice, un al treilea și al patrulea condensator, pe un transformator suplimentar și trei rezistențe, iar invertoarele logice sunt conectate în perechi în serie, respectiv, primul cu al doilea și al treilea cu al patrulea, al treilea condensator este conectat între ieșirea primului și intrarea celui de-al treilea invertoare logice, iar al patrulea condensator este conectat între ieșirea celui de-al treilea și intrarea primului invertor logic, primul rezistor este conectat în paralel cu ieșirea unității de conversie tensiune-rezistență, prin al doilea și al treilea rezistor conectate la intrările, respectiv, ale primului și, respectiv, al treilea invertor logic, ieșirile celui de-al doilea și al patrulea inversor logic sunt conectate la înfășurarea primară a transformatorului suplimentar a, dintre care două înfășurări secundare sunt utilizate ca ieșiri ale rezistenței la -unitatea de conversie a frecvenței și ieșirile unității de control al frecvenței, intrare pentru care se utilizează intrarea unității de conversie tensiune-rezistență conectată la bornele de ieșire. 2. Sursă de energie conform revendicării 1, caracterizată prin aceea că unitatea de conversie tensiune-rezistenţă este realizată dintr-un tranzistor suplimentar, a cărui ieşire este utilizată ca ieşire a unităţii de conversie tensiune-rezistenţă, un rezistor variabil. utilizat ca intrare a unității de conversie tensiune-la-rezistență, iar un al patrulea rezistor conectat între intrarea și ieșirea unității de conversie tensiune-la-rezistență, iar terminalul de reglare al rezistenței variabile este conectat la baza tranzistor suplimentar. 3. Alimentare conform revendicărilor 1 şi 2, caracterizată prin aceea că invertoarele logice sunt realizate pe elemente 2I-NOT. 4. Sursă de energie conform revendicării 1 3, caracterizată prin aceea că transformatorul suplimentar este echipat cu o înfăşurare de pornire conectată la circuitul de ieşire al convertizorului de tensiune cu tranzistor cheie în serie cu circuitul rezonant.

65 de nanometri este următorul obiectiv al uzinei de la Zelenograd Angstrem-T, care va costa 300-350 de milioane de euro. Compania a depus deja o cerere pentru un împrumut preferenţial pentru modernizarea tehnologiilor de producţie către Vnesheconombank (VEB), a informat Vedomosti în această săptămână cu referire la preşedintele consiliului de administraţie al uzinei, Leonid Reiman. Acum Angstrem-T se pregătește să lanseze o linie de producție pentru microcircuite cu o topologie de 90 nm. Plățile împrumutului anterior VEB, pentru care a fost achiziționat, vor începe la jumătatea anului 2017.

Beijingul se prăbușește pe Wall Street

Indicii cheie americani au marcat primele zile ale Anului Nou cu o scădere record; miliardarul George Soros a avertizat deja că lumea se confruntă cu o repetare a crizei din 2008.

Primul procesor rus de consum Baikal-T1, la un preț de 60 de dolari, este lansat în producție de masă

Compania Baikal Electronics promite să lanseze în producție industrială procesorul rusesc Baikal-T1 care costă aproximativ 60 de dolari la începutul anului 2016. Dispozitivele vor fi solicitate dacă guvernul creează această cerere, spun participanții de pe piață.

MTS și Ericsson vor dezvolta și implementa împreună 5G în Rusia

Mobile TeleSystems PJSC și Ericsson au încheiat acorduri de cooperare în dezvoltarea și implementarea tehnologiei 5G în Rusia. În proiecte-pilot, inclusiv în timpul Cupei Mondiale 2018, MTS intenționează să testeze evoluțiile vânzătorului suedez. La începutul anului viitor, operatorul va începe un dialog cu Ministerul Telecomunicațiilor și Comunicațiilor de Masă privind formarea cerințelor tehnice pentru a cincea generație de comunicații mobile.

Sergey Chemezov: Rostec este deja una dintre cele mai mari zece corporații de inginerie din lume

Șeful Rostec, Serghei Chemezov, într-un interviu acordat RBC, a răspuns la întrebări stringente: despre sistemul Platon, problemele și perspectivele AVTOVAZ, interesele Corporației de Stat în afacerile farmaceutice, a vorbit despre cooperarea internațională în contextul sancțiunilor presiune, substituirea importurilor, reorganizare, strategie de dezvoltare și noi oportunități în vremuri dificile.

Rostec „se îngrădește” și încalcă laurii Samsung și General Electric

Consiliul de Supraveghere al Rostec a aprobat „Strategia de Dezvoltare până în 2025”. Principalele obiective sunt creșterea ponderii produselor civile de înaltă tehnologie și prinderea din urmă cu General Electric și Samsung în indicatori financiari cheie.

Dispozitivul descris oferă o eficiență de conversie excepțional de mare, permite reglarea tensiunii de ieșire și stabilizarea acesteia și funcționează stabil atunci când puterea de sarcină variază. Acest tip de convertor este interesant și nemeritat puțin răspândit - cvasi-rezonant, care este în mare parte lipsit de dezavantajele altor circuite populare. Ideea creării unui astfel de convertor nu este nouă, dar implementarea practică a devenit fezabilă relativ recent, după apariția tranzistoarelor puternice de înaltă tensiune care permit un curent semnificativ al colectorului de impulsuri la o tensiune de saturație de aproximativ 1,5 V. Principalul distinctiv Caracteristica și principalul avantaj al acestui tip de sursă de alimentare este randamentul ridicat al convertorului de tensiune, ajungând la 97...98% fără a lua în considerare pierderile la redresorul circuitului secundar, care sunt determinate în principal de curentul de sarcină.

Convertorul cvasi-rezonant diferă de un convertor de impuls convențional, în care în momentul în care tranzistoarele de comutare sunt închise, curentul care circulă prin ele este maxim, cel cvasi-rezonant diferă prin faptul că, în momentul în care tranzistoarele sunt închise, curentul lor de colector este aproape de zero. Mai mult, reducerea curentului in momentul inchiderii este asigurata de elementele reactive ale dispozitivului. Diferă de rezonant prin faptul că frecvența de conversie nu este determinată de frecvența de rezonanță a sarcinii colectorului. Datorită acestui lucru, este posibilă reglarea tensiunii de ieșire prin schimbarea frecvenței de conversie și stabilirea acestei tensiuni. Deoarece până la închiderea tranzistorului, elementele reactive reduc curentul de colector la minim, curentul de bază va fi, de asemenea, minim și, prin urmare, timpul de închidere al tranzistorului este redus la valoarea timpului său de deschidere. Astfel, problema curentului de trecere care apare în timpul comutării este complet eliminată. În fig. Figura 4.22 prezintă o diagramă schematică a unei surse de alimentare nestabilizate auto-oscilante.

Principalele caracteristici tehnice:

Eficiența totală a unității, %................................................ ........ .................92;

Tensiune de ieșire, V, cu o rezistență de sarcină de 8 Ohmi....... 18;

Frecvența de funcționare a convertorului, kHz.................................................20;

Puterea maximă de ieșire, W............................................. ......55;

Amplitudinea maximă a ondulației tensiunii de ieșire cu frecvența de funcționare, V

Cota principală a pierderilor de putere din unitate cade pe încălzirea diodelor redresoare ale circuitului secundar, iar eficiența convertorului în sine este de așa natură încât nu este nevoie de radiatoare pentru tranzistori. Pierderea de putere pe fiecare dintre ele nu este necesară. nu depășește 0,4 W. Selectarea specială a tranzistorilor în funcție de orice parametri, de asemenea, nu este necesară. Când ieșirea este scurtcircuitată sau puterea maximă de ieșire este depășită, generarea este întreruptă, protejând tranzistoarele de supraîncălzire și defecțiune.

Filtrul, format din condensatori C1...SZ și inductor LI, L2, este proiectat pentru a proteja rețeaua de alimentare de interferențele de înaltă frecvență de la convertor. Autogeneratorul este pornit de circuitul R4, C6 și condensatorul C5. Generarea de oscilații are loc ca urmare a acțiunii reacției pozitive prin transformatorul T1, iar frecvența acestora este determinată de inductanța înfășurării primare a acestui transformator și de rezistența rezistenței R3 (pe măsură ce rezistența crește, frecvența crește).

Chokes LI, L2 și transformatorul T1 sunt înfășurate pe miezuri magnetice inelare identice K12x8x3 din ferită de 2000NM. Înfășurările inductorului sunt realizate simultan, „în două fire”, folosind firul PELSHO-0.25; număr de spire - 20. Înfășurarea I a transformatorului TI conține 200 de spire de sârmă PEV-2-0,1, înfășurată în vrac, uniform în jurul întregului inel. Înfășurările II și III sunt înfășurate „în două fire” - 4 spire de fir PELSHO-0,25; înfășurarea IV este o tură a aceluiași fir. Pentru transformatorul T2 a fost folosit un miez magnetic inel K28x16x9 din ferită 3000NN. Înfășurarea I conține 130 de spire de sârmă PELI10-0,25, așezată tură la tură. Înfășurările II și III - 25 de spire de sârmă PELSHO-0,56 fiecare; înfășurare - „în două fire”, uniform în jurul inelului.

Choke L3 conține 20 de spire de sârmă PELI10-0,25, înfășurate pe două miezuri magnetice inelare pliate împreună K12x8x3 din ferită de 2000NM. Diodele VD7, VD8 trebuie instalate pe radiatoare cu o zonă de disipare de cel puțin 2 cm2 fiecare.

Dispozitivul descris a fost proiectat pentru a fi utilizat împreună cu stabilizatoare analogice pentru diferite valori de tensiune, astfel încât nu a fost nevoie de o suprimare profundă a ondulației la ieșirea unității. Ripple poate fi redusă la nivelul necesar utilizând filtre LC care sunt comune în astfel de cazuri, cum ar fi, de exemplu, într-o altă versiune a acestui convertor cu următoarele caracteristici tehnice de bază:

Tensiunea nominală de ieșire, V................................................. ...... 5,

Curentul maxim de ieșire, A................................................ ...... ......... 2;

Amplitudinea maximă a pulsației, mV..................................................50 ;

Schimbarea tensiunii de ieșire, mV, nu mai mult, atunci când curentul de sarcină se modifică

de la 0,5 la 2 A și tensiune de rețea de la 190 la 250 V..............................150;

Frecvența maximă de conversie, kHz.................................. 20.

Circuitul unei surse de alimentare stabilizate bazat pe un convertor cvasi-rezonant este prezentat în Fig. 4.23.

Tensiunea de ieșire este stabilizată printr-o modificare corespunzătoare a frecvenței de funcționare a convertorului. Ca și în blocul precedent, tranzistoarele puternice VT1 și VT2 nu au nevoie de radiatoare. Controlul simetric al acestor tranzistoare este implementat folosind un generator separat de impulsuri master asamblat pe un cip DDI. Declanșatorul DD1.1 funcționează în generatorul însuși.

Impulsurile au o durată constantă specificată de circuitul R7, C12. Perioada este modificată de circuitul OS, care include optocupler U1, astfel încât tensiunea la ieșirea unității să fie menținută constantă. Perioada minimă este stabilită de circuitul R8, C13. Declanșatorul DDI.2 împarte frecvența de repetiție a acestor impulsuri cu două, iar tensiunea undei pătrate este furnizată de la ieșirea directă la amplificatorul de curent tranzistor VT4, VT5. În continuare, impulsurile de comandă amplificate de curent sunt diferențiate de circuitul R2, C7 și apoi, deja scurtate la o durată de aproximativ 1 μs, ele intră prin transformatorul T1 în circuitul de bază al tranzistoarelor VT1, VT2 al convertorului. Aceste impulsuri scurte servesc doar la comutarea tranzistoarelor - închizând unul dintre ele și deschizându-l pe celălalt.

În plus, puterea principală de la generatorul de excitație este consumată numai la comutarea tranzistoarelor puternice, astfel încât curentul mediu consumat de acesta este mic și nu depășește 3 mA, ținând cont de curentul diodei zener VD5. Acest lucru îi permite să fie alimentat direct de la rețeaua primară prin rezistorul de stingere R1. Tranzistorul VT3 este un amplificator de tensiune a semnalului de control, ca într-un stabilizator de compensare. Coeficientul de stabilizare al tensiunii de ieșire a blocului este direct proporțional cu coeficientul de transfer de curent static al acestui tranzistor.

Utilizarea optocuplatorului tranzistor U1 asigură izolarea galvanică fiabilă a circuitului secundar de rețea și imunitate ridicată la zgomot la intrarea de control a oscilatorului principal. După următoarea comutare a tranzistoarelor VT1, VT2, condensatorul SY începe să se reîncarce și tensiunea de la baza tranzistorului VT3 începe să crească, crește și curentul colectorului. Ca rezultat, tranzistorul optocupler se deschide, menținând condensatorul oscilator principal C13 într-o stare descărcată. După ce diodele redresoare VD8, VD9 sunt închise, condensatorul SY începe să se descarce la sarcină, iar tensiunea pe el scade. Tranzistorul VT3 se închide, drept urmare condensatorul C13 începe să se încarce prin rezistorul R8. De îndată ce condensatorul este încărcat la tensiunea de comutare a declanșatorului DD1.1, se va stabili un nivel de tensiune ridicat la ieșirea sa directă. În acest moment, are loc următoarea comutare a tranzistoarelor VT1, VT2, precum și descărcarea condensatorului SI prin tranzistorul optocupler deschis.

Următorul proces de reîncărcare a condensatorului SY începe, iar declanșatorul DD1.1 după 3...4 μs va reveni din nou la starea zero datorită constantei de timp mici a circuitului R7, C12, după care întregul ciclu de control este repetat, indiferent care dintre tranzistori este VT1 sau VT2 - deschis în timpul jumătății curente. Când sursa este pornită, în momentul inițial, când condensatorul SY este complet descărcat, nu există curent prin LED-ul optocuplerului, frecvența de generare este maximă și este determinată în principal de constanta de timp a circuitului R8, C13 (la constanta de timp a circuitului R7, C12 este de câteva ori mai mică). Cu evaluările acestor elemente indicate în diagramă, această frecvență va fi de aproximativ 40 kHz, iar după ce este împărțită la declanșatorul DDI.2 - 20 kHz. După încărcarea condensatorului SY la tensiunea de funcționare, intră în funcțiune bucla de stabilizare OS pe elementele VD10, VT3, U1, după care frecvența de conversie va depinde deja de tensiunea de intrare și curentul de sarcină. Fluctuațiile de tensiune la condensatorul SY sunt atenuate de filtrul L4, C9. Chokes LI, L2 și L3 sunt aceleași ca în blocul anterior.

Transformatorul T1 este realizat pe două miezuri magnetice inelare K12x8x3 pliate împreună din ferită de 2000NM. Înfășurarea primară este înfășurată în vrac uniform pe întregul inel și conține 320 de spire de sârmă PEV-2-0,08. Înfășurările II și III conțin fiecare câte 40 de spire de sârmă PEL1110-0,15; sunt înfăşurate „în două fire”. Înfășurarea IV constă din 8 spire de sârmă PELSHO-0,25. Transformatorul T2 este realizat pe un miez magnetic inel K28x16x9 din ferita 3000NN. Înfășurare I - 120 de spire de sârmă PELSHO-0,15 și II și III - 6 spire de sârmă PEL1110-0,56, înfășurate „în două fire”. În loc de sârmă PELSHO, puteți folosi sârmă PEV-2 cu diametrul adecvat, dar în acest caz este necesar să așezați două sau trei straturi de pânză lăcuită între înfășurări.

Choke L4 conține 25 de spire de sârmă PEV-2-0.56, înfășurat pe un miez magnetic inel K12x6x4.5 din ferită 100NNH1. Este potrivit și orice inductor gata făcut cu o inductanță de 30...60 μH pentru un curent de saturație de cel puțin 3 A și o frecvență de funcționare de 20 kHz. Toate rezistențele fixe sunt MJIT. Rezistorul R4 - reglat, de orice tip. Condensatoare C1...C4, C8 - K73-17, C5, C6, C9, SY - K50-24, restul - KM-6. Dioda zener KS212K poate fi înlocuită cu KS212Zh sau KS512A. Diodele VD8, VD9 trebuie instalate pe radiatoare cu o zonă de disipare de cel puțin 20 cm2 fiecare. Eficiența ambelor blocuri poate fi crescută dacă, în loc de diodele KD213A, se folosesc diode Schottky, de exemplu, oricare din seria KD2997. În acest caz, radiatoarele pentru diode nu vor fi necesare.

Principiul realizării puterii secundare prin utilizarea dispozitivelor suplimentare care furnizează energie circuitelor a fost folosit de destul de mult timp în majoritatea aparatelor electrice. Aceste dispozitive sunt surse de alimentare. Acestea servesc la convertirea tensiunii la nivelul necesar. PSU-urile pot fi fie elemente încorporate, fie separate. Există două principii pentru transformarea energiei electrice. Primul se bazează pe utilizarea transformatoarelor analogice, iar al doilea se bazează pe utilizarea surselor de alimentare cu comutare. Diferența dintre aceste principii este destul de mare, dar, din păcate, nu toată lumea o înțelege. În acest articol ne vom da seama cum funcționează o sursă de alimentare comutată și cum diferă atât de mult de una analogică. Să începem. Merge!

Sursele de alimentare cu transformatoare au fost primele care au apărut. Principiul lor de funcționare este că schimbă structura tensiunii folosind un transformator de putere, care este conectat la o rețea de 220 V. Acolo se reduce amplitudinea armonicii sinusoidale, care este trimisă mai departe către dispozitivul redresor. Apoi, tensiunea este netezită de un condensator conectat în paralel, care este selectat în funcție de puterea admisă. Reglarea tensiunii la bornele de ieșire este asigurată prin schimbarea poziției rezistențelor de reglare.

Acum să trecem la sursele de alimentare cu impulsuri. Au apărut puțin mai târziu, totuși, au câștigat imediat o popularitate considerabilă datorită unui număr de caracteristici pozitive, și anume:

• Disponibilitatea ambalajelor;
• Fiabilitate;
• Posibilitatea de a extinde domeniul de operare pentru tensiunile de ieșire.

Toate dispozitivele care încorporează principiul alimentării în impulsuri nu sunt practic diferite unele de altele.

Elementele unei surse de alimentare cu impulsuri sunt:

• Alimentare liniară;
• Sursa de alimentare standby;
• Generator (ZPI, control);
• Tranzistor cheie;
• optocupler;
• Circuite de control.

Pentru a selecta o sursă de alimentare cu un set specific de parametri, utilizați site-ul web ChipHunt.

Să ne dăm seama în sfârșit cum funcționează o sursă de alimentare comutată. Utilizează principiile interacțiunii dintre elementele circuitului invertorului și datorită acestuia se obține o tensiune stabilizată.

În primul rând, redresorul primește o tensiune normală de 220 V, apoi amplitudinea este netezită folosind condensatori cu filtru capacitiv. După aceasta, sinusoidele care trec sunt rectificate de puntea de diode de ieșire. Apoi sinusoidele sunt convertite în impulsuri de înaltă frecvență. Conversia poate fi efectuată fie cu separarea galvanică a rețelei de alimentare de circuitele de ieșire, fie fără o astfel de izolare.

Dacă sursa de alimentare este izolată galvanic, atunci semnalele de înaltă frecvență sunt trimise la un transformator, care realizează izolarea galvanică. Pentru a crește eficiența transformatorului, frecvența este crescută.

Funcționarea unei surse de alimentare cu impulsuri se bazează pe interacțiunea a trei lanțuri:

• Controler PWM (controlează conversia modulării lățimii impulsului);
• O cascadă de comutatoare de putere (constă din tranzistoare care sunt pornite conform unuia dintre cele trei circuite: punte, semipunte, cu un punct de mijloc);
• Transformator de impulsuri (are înfășurări primare și secundare, care sunt montate în jurul miezului magnetic).

Dacă sursa de alimentare este fără decuplare, atunci transformatorul de izolare de înaltă frecvență nu este utilizat, iar semnalul este alimentat direct la filtrul trece-jos.

Comparând sursele de alimentare în comutație cu cele analogice, puteți vedea avantajele evidente ale primelor. UPS-urile au o greutate mai mică, în timp ce eficiența lor este semnificativ mai mare. Au o gamă mai largă de tensiune de alimentare și protecție încorporată. Costul unor astfel de surse de alimentare este de obicei mai mic.

Dezavantajele includ prezența interferențelor de înaltă frecvență și limitări de putere (atât la sarcini mari, cât și la sarcini scăzute).

Puteți verifica UPS-ul folosind o lampă incandescentă obișnuită. Vă rugăm să rețineți că nu trebuie să conectați lampa în golul tranzistorului de la distanță, deoarece înfășurarea primară nu este proiectată să treacă curent continuu, așa că în niciun caz nu trebuie lăsată să treacă.

Dacă lampa se aprinde, atunci sursa de alimentare funcționează normal, dar dacă nu se aprinde, atunci sursa de alimentare nu funcționează. O clipire scurtă indică faptul că UPS-ul este blocat imediat după pornire. O strălucire foarte strălucitoare indică o lipsă de stabilizare a tensiunii de ieșire.

Acum veți ști pe ce se bazează principiul de funcționare al comutației și al surselor de alimentare analogice convenționale. Fiecare dintre ele are propriile caracteristici structurale și de funcționare care trebuie înțelese. De asemenea, puteți verifica performanța UPS-ului folosind o lampă incandescentă obișnuită. Scrie în comentarii dacă acest articol ți-a fost util și pune orice întrebări pe care le ai despre subiectul discutat.