Tranzystor kompozytowy (obwód Darlingtona i Sziklai). Elementy logiczne integralnej logiki wtrysku

7.2 Tranzystor VT1

Jako tranzystor VT1 używamy tranzystora KT339A o takim samym punkcie pracy jak tranzystor VT2:

Przyjmijmy Rk = 100 (om).

Obliczmy parametry obwodu zastępczego dla danego tranzystora korzystając ze wzorów 5.1 - 5.13 i 7.1 - 7.3.

Sk(req)=Sk(spełnia)*=2×=1,41 (pF), gdzie

Sk(wymagane)-pojemność złącza kolektora przy danym Uke0,

Sk(pasp) to wartość referencyjna pojemności kolektora w Uke(pasp).

rb= =17,7 (om); gb==0,057 (Cm), gdzie

odporność na zasadę rb,

Wartość odniesienia stałej pętli sprzężenia zwrotnego.

rе= ==6,54 (om), gdzie

rezystancja reemitera.

gbe===1,51(mS), gdzie

przewodność gbe-baza-emiter,

Wartość odniesienia statycznego współczynnika przenikania prądu we wspólnym obwodzie emitera.

Ce===0,803 (pF), gdzie

C to pojemność emitera,

ft-wartość odniesienia częstotliwości odcięcia tranzystora, przy której =1

Ri= =1000 (om), gdzie

Ri jest rezystancją wyjściową tranzystora,

Uke0(add), Ik0(add) - odpowiednio wartości znamionowe dopuszczalnego napięcia na kolektorze i składowa stała prądu kolektora.

– rezystancja wejściowa i pojemność wejściowa stopnia obciążającego.

Przewiduje się, że górna częstotliwość graniczna jest taka, że ​​każdy stopień ma zniekształcenia wynoszące 0,75 dB. Ta wartość f spełnia wymagania techniczne. Nie ma potrzeby poprawiania.

7.2.1 Obliczanie schematu stabilizacji termicznej

Jak powiedziano w punkcie 7.1.1, w tym wzmacniaczu stabilizacja termiczna emitera jest jak najbardziej akceptowalna, ponieważ tranzystor KT339A ma małą moc, a ponadto stabilizacja emitera jest łatwa do wdrożenia. Obwód stabilizacji termicznej emitera pokazano na rysunku 4.1.

Procedura obliczeniowa:

1. Wybierz napięcie emitera, prąd dzielnika i napięcie zasilania;

2. Następnie obliczymy.

Prąd dzielnika dobiera się jako równy, gdzie jest prąd bazowy tranzystora i oblicza się go według wzoru:

Napięcie zasilania oblicza się ze wzoru: (V)

Wartości rezystorów oblicza się za pomocą następujących wzorów:

8. Zniekształcenia wprowadzane przez obwód wejściowy

Schemat ideowy obwodu wejściowego kaskady pokazano na ryc. 8.1.

Rysunek 8.1 - Schemat ideowy obwodu wejściowego kaskady

Zakładając, że impedancja wejściowa kaskady jest aproksymowana przez równoległy obwód RC, współczynnik transmisji obwodu wejściowego w obszarze wysokich częstotliwości opisuje wyrażenie:

– rezystancja wejściowa i pojemność wejściowa kaskady.

Wartość obwodu wejściowego oblicza się ze wzoru (5.13), gdzie wartość jest podstawiona.

9. Obliczanie C f, R f, C r

Schemat obwodu wzmacniacza zawiera cztery kondensatory sprzęgające i trzy kondensatory stabilizacyjne. Specyfikacje techniczne mówią, że zniekształcenie płaskiego wierzchołka impulsu nie powinno przekraczać 5%. Dlatego każdy kondensator sprzęgający powinien zniekształcać płaską górę impulsu o nie więcej niż 0,71%.

Zniekształcenia typu flat top oblicza się ze wzoru:

gdzie τ i jest czasem trwania impulsu.

Obliczmy τ n:

τ n i C p powiązane są zależnością:

gdzie R l, R p - rezystancja po lewej i prawej stronie pojemności.

Obliczmy C r. Rezystancja wejściowa pierwszego stopnia jest równa rezystancji połączonych równolegle rezystancji: tranzystora wejściowego, Rb1 i Rb2.

R p =R w ||R b1 ||R b2 =628(Ohm)

Rezystancja wyjściowa pierwszego stopnia jest równa połączeniu równoległemu Rк i rezystancji wyjściowej tranzystora Ri.

R l =Rк||Ri=90,3 (om)

R p =R w ||R b1 ||R b2 =620(Ohm)

R l =Rк||Ri=444(Ohm)

R p =R w ||R b1 ||R b2 =48(Ohm)

R l =Rк||Ri=71(Ohm)

R p = R n = 75 (om)

gdzie C p1 jest kondensatorem oddzielającym między Rg a pierwszym stopniem, C 12 - między pierwszą a drugą kaskadą, C 23 - między drugą a trzecią, C 3 - między końcowym stopniem a obciążeniem. Umieszczając wszystkie pozostałe pojemniki w temperaturze 479∙10 -9 F, zapewnimy spadek mniejszy niż wymagany.

Obliczmy R f i C f (U R Ф =1V):

10. Wniosek

W tym projekcie kursu opracowano wzmacniacz impulsowy przy użyciu tranzystorów 2T602A, KT339A i ma on następujące właściwości techniczne:

Górna częstotliwość graniczna 14 MHz;

Zyskaj 64 dB;

Rezystancja generatora i obciążenia 75 omów;

Napięcie zasilania 18 V.

Obwód wzmacniacza pokazano na rysunku 10.1.

Rysunek 10.1 - Obwód wzmacniacza

Do obliczeń charakterystyk wzmacniacza wykorzystano program: MathCad, Work Bench.

Literatura

1. Urządzenia półprzewodnikowe. Tranzystory średniej i dużej mocy: Katalog / A.A. Zajcew, A.I. Mirkin, V.V. Mokryakov i inni Pod redakcją A.V. Golomedova.-M.: Radio i komunikacja, 1989.-640 s.

2. Obliczanie elementów korekcji wysokoczęstotliwościowych stopni wzmacniacza z wykorzystaniem tranzystorów bipolarnych. Podręcznik dydaktyczno-metodyczny dotyczący projektowania kursów dla studentów specjalności radiotechnika / A.A. Titow, Tomsk: tom. państwo Wyższa Szkoła Systemów Sterowania i Radioelektroniki, 2002. - 45 s.

Praca bezpośrednia. Linia robocza przechodzi przez punkty Uke=Ek i Ik=Ek÷Rn i przecina wykresy charakterystyk wyjściowych (prądów bazowych). Aby osiągnąć największą amplitudę przy obliczaniu wzmacniacza impulsowego, wybrano punkt pracy bliżej najniższego napięcia, ponieważ końcowy stopień będzie miał impuls ujemny. Zgodnie z wykresem charakterystyk wyjściowych (ryc. 1) stwierdzono wartości IKpost = 4,5 mA, ....

Obliczanie Sf, Rf, środa 10. Zakończenie Literatura ZADANIE TECHNICZNE nr 2 dotyczące projektowania kursu w dyscyplinie „Obwody elektrowni jądrowej” dla studenta gr. 180 Kurmanov B.A. Temat projektu: Wzmacniacz impulsowy Rezystancja generatora Rg = 75 Ohm. Wzmocnienie K = 25 dB. Czas trwania impulsu 0,5 μs. Polaryzacja jest „dodatnia”. Współczynnik wypełnienia 2. Czas ustalania 25 ns. Uwolnienie...

Aby dopasować rezystancję obciążenia należy zainstalować wtórnik emiterowy po stopniach wzmocnienia, narysujmy obwód wzmacniacza: 2.2 Obliczanie trybu statycznego wzmacniacza Obliczamy pierwszy stopień wzmocnienia. Wybieramy punkt pracy pierwszego stopnia wzmacniacza. Jego cechy:...

Rezystancja źródła sygnału wejściowego, a co za tym idzie zmiana warunku optymalności podczas naświetlania, nie prowadzi do dodatkowego wzrostu szumu. Skutki promieniowania w IOU. Wpływ AI na parametry IOU. Zintegrowane wzmacniacze operacyjne (IOA) to wysokiej jakości precyzyjne wzmacniacze należące do klasy uniwersalnych i wielofunkcyjnych wzmacniaczy analogowych...

Jeśli weźmiemy na przykład tranzystor MJE3055T ma maksymalny prąd 10 A, a wzmocnienie wynosi tylko około 50, dlatego aby całkowicie się otworzyć, musi wpompować do podstawy około dwustu miliamperów prądu. Zwykłe wyjście MK nie wytrzyma tyle, ale jeśli podłączysz między nie słabszy tranzystor (jakiś BC337) mogący wyciągnąć te 200 mA, to jest proste. Ale to tak, żeby wiedział. A co jeśli będziesz musiał zrobić system sterowania z improwizowanych śmieci - przyda się.

W praktyce gotowe zespoły tranzystorowe. Zewnętrznie nie różni się od konwencjonalnego tranzystora. To samo ciało, te same trzy nogi. Tyle, że ma dużą moc, a prąd sterujący mikroskopijny :) W cennikach zwykle się nie zawracają i piszą po prostu – tranzystor Darlingtona, czy tranzystor kompozytowy.

Na przykład para BDW93C(NPN) i BDW94С(PNP) Oto ich wewnętrzna struktura z arkusza danych.

Co więcej, istnieją Zgromadzenia Darlingtona. Kiedy kilka jest zapakowanych w jedną paczkę na raz. Rzecz niezastąpiona, gdy trzeba sterować jakimś mocnym wyświetlaczem LED lub silnikiem krokowym (). Doskonały przykład takiego buildu - bardzo popularny i łatwo dostępny ULN2003, zdolny do przeciągnięcia do 500 mA dla każdego z siedmiu zespołów. Wyjścia są możliwe uwzględnić równolegle zwiększyć bieżący limit. W sumie jeden ULN może przenosić przez siebie aż 3,5 A, jeśli wszystkie jego wejścia i wyjścia są równoległe. Cieszy mnie to, że wyjście jest naprzeciwko wejścia, bardzo wygodnie jest poprowadzić pod nim deskę. Bezpośrednio.

Arkusz danych pokazuje wewnętrzną strukturę tego chipa. Jak widać, tutaj również znajdują się diody ochronne. Pomimo tego, że są rysowane tak, jakby były wzmacniaczami operacyjnymi, wyjście jest tutaj typu otwarty kolektor. Oznacza to, że może jedynie zwarć z ziemią. Co staje się jasne z tego samego arkusza danych, jeśli spojrzysz na konstrukcję jednego zaworu.

Na ryc. Rysunek 2.16 przedstawia schemat elementu logicznego z kanałem indukowanym typu n (tzw. technologia n MIS). Główne tranzystory VT 1 i VT 2 są połączone szeregowo, tranzystor VT 3 działa jako obciążenie. W przypadku przyłożenia wysokiego napięcia U 1 na oba wejścia elementu (x 1 = 1, x 2 = 1), oba tranzystory VT 1 i VT 2 są otwarte, a na wyjściu ustawione jest niskie napięcie U 0. We wszystkich innych przypadkach co najmniej jeden z tranzystorów VT 1 lub VT 2 jest zamknięty, a napięcie U 1 jest ustawione na wyjściu. Tym samym element pełni funkcję logiczną AND-NOT.

Na ryc. Rysunek 2.17 przedstawia diagram elementu OR-NOT. Na jego wyjściu ustawiane jest niskie napięcie U 0, jeśli co najmniej jedno z wejść ma wysokie napięcie U 1, otwierając jeden z głównych tranzystorów VT 1 i VT 2.

Pokazane na ryc. Diagram 2.18 jest schematem elementu NOR-NOT technologii KMDP. W nim tranzystory VT 1 i VT 2 są głównymi, tranzystory VT 3 i VT 4 są tranzystorami obciążeniowymi. Niech wysokie napięcie U 1. W tym przypadku tranzystor VT 2 jest otwarty, tranzystor VT 4 jest zamknięty i niezależnie od poziomu napięcia na drugim wejściu i stanu pozostałych tranzystorów, na wyjściu ustawiane jest niskie napięcie U 0. Element realizuje logiczną operację OR-NOT.

Obwód CMPD charakteryzuje się bardzo niskim poborem prądu (a tym samym mocy) z zasilaczy.

Elementy logiczne integralnej logiki wtrysku

Na ryc. Rysunek 2.19 przedstawia topologię elementu logicznego logiki wtrysku całkującego (I 2 L). Do wytworzenia takiej struktury wymagane są dwie fazy dyfuzji w krzemie o przewodności typu n: w pierwszej fazie powstają obszary p 1 i p 2, a w drugiej fazie powstają obszary n 2.

Element ma strukturę p 1 -n 1 -p 2 -n 1 . Wygodnie jest rozważyć taką czterowarstwową strukturę, wyobrażając sobie ją jako połączenie dwóch konwencjonalnych trójwarstwowych struktur tranzystorowych:

P 1 -N 1 -P 2 N 1 -P 2 -N 1

Schemat odpowiadający tej reprezentacji pokazano na ryc. 2.20, a. Rozważmy działanie elementu zgodnie z tym schematem.

Tranzystor VT 2 o strukturze typu n 1 -p 2 -n 1 pełni funkcje falownika z kilkoma wyjściami (każdy kolektor tworzy osobne wyjście elementu zgodnie z obwodem otwartego kolektora).

Tranzystor VT 2, tzw wtryskiwacz, ma strukturę taką jak p 1 -n 1 -p 2 . Ponieważ obszar n 1 tych tranzystorów jest wspólny, emiter tranzystora VT 2 musi być podłączony do bazy tranzystora VT 1; obecność wspólnego obszaru p 2 prowadzi do konieczności połączenia podstawy tranzystora VT 2 z kolektorem tranzystora VT 1. Tworzy to połączenie między tranzystorami VT 1 i VT 2, jak pokazano na ryc. 2.20a.

Ponieważ emiter tranzystora VT 1 ma potencjał dodatni, a baza ma potencjał zerowy, złącze emitera jest spolaryzowane w kierunku przewodzenia, a tranzystor jest otwarty.

Prąd kolektora tego tranzystora można zamknąć albo przez tranzystor VT 3 (falownik poprzedniego elementu), albo przez złącze emitera tranzystora VT 2.

Jeżeli poprzedni element logiczny jest w stanie otwartym (tranzystor VT 3 jest otwarty), to na wejściu tego elementu występuje niski poziom napięcia, który działając w oparciu o VT 2, utrzymuje ten tranzystor w stanie zamkniętym. Prąd wtryskiwacza VT 1 jest zamykany przez tranzystor VT 3. Kiedy poprzedni element logiczny jest zamknięty (tranzystor VT 3 jest zamknięty), prąd kolektora wtryskiwacza VT 1 wpływa do podstawy tranzystora VT 2, a ten tranzystor jest ustawiony na stan otwarty.

Zatem, gdy VT 3 jest zamknięty, tranzystor VT 2 jest otwarty i odwrotnie, gdy VT 3 jest otwarty, tranzystor VT 2 jest zamknięty. Stan otwarty elementu odpowiada stanowi log.0, natomiast stan zamknięty odpowiada stanowi log.1.

Wtryskiwacz jest źródłem prądu stałego (który może być wspólny dla grupy elementów). Często stosują konwencjonalne oznaczenie graficzne elementu, przedstawione na ryc. 2.21, ur.

Na ryc. Rysunek 2.21a przedstawia obwód realizujący operację OR-NOT. Podłączenie kolektorów elementowych odpowiada działaniu tzw instalacja I. Rzeczywiście wystarczy, że przynajmniej jeden z elementów będzie w stanie otwartym (stan log.0), wówczas prąd wtryskiwaczy kolejnego elementu zostanie zamknięty przez otwarty falownik i ustali się niski poziom log.0 przy łączna wydajność elementów. W rezultacie na tym wyjściu tworzona jest wartość odpowiadająca wyrażeniu logicznemu x 1 · x 2. Zastosowanie do tego transformacji de Morgana prowadzi do wyrażenia x 1 · x 2 = . Dlatego to połączenie elementów naprawdę implementuje operację OR-NOT.

Elementy logiczne ORAZ 2 L mają następujące zalety:

zapewniają wysoki stopień integracji; przy produkcji obwodów I 2 L stosuje się te same procesy technologiczne, co przy produkcji układów scalonych na tranzystorach bipolarnych, ale liczba operacji technologicznych i niezbędnych fotomasek jest mniejsza;

stosuje się obniżone napięcie (około 1 V);

zapewnić możliwość wymiany mocy w szerokim zakresie wydajności (zużycie energii można zmienić o kilka rzędów wielkości, co odpowiednio doprowadzi do zmiany wydajności);

są w dobrej zgodzie z elementami TTL.

Na ryc. Rysunek 2.21b przedstawia schemat przejścia od elementów I 2 L do elementu TTL.

Podstawowym elementem logicznym szeregu jest element logiczny AND-NOT. Na ryc. Rysunek 2.3 przedstawia schematy trzech początkowych elementów NAND TTL. Wszystkie obwody zawierają trzy główne stopnie: wejście tranzystorowe VT1, implementacja funkcji logicznej AND; tranzystor oddzielający fazy VT2 oraz stopień wyjściowy typu push-pull.

Ryc. 2.3.a. Schemat ideowy podstawowego elementu serii K131

Zasada działania elementu logicznego serii K131 (ryc. 2.3.a) jest następująca: po odebraniu na którymkolwiek z wejść sygnału o niskim poziomie (0 - 0,4 V) złącze baza-emiter układu multi -tranzystor emiterowy VT1 jest spolaryzowany w kierunku przewodzenia (odblokowany) i prawie cały prąd przepływający przez rezystor R1 jest rozgałęziony do masy, w wyniku czego VT2 zamyka się i działa w trybie odcięcia. Prąd przepływający przez rezystor R2 nasyca bazę tranzystora VT3. Tranzystory VT3 i VT4 połączone zgodnie z obwodem Darlingtona tworzą tranzystor kompozytowy, który jest wtórnikiem emitera. Pełni funkcję stopnia wyjściowego wzmacniającego moc sygnału. Na wyjściu obwodu generowany jest sygnał o wysokim poziomie logicznym.

Jeśli na wszystkie wejścia zostanie dostarczony sygnał wysokiego poziomu, złącze baza-emiter tranzystora wieloemiterowego VT1 znajduje się w trybie zamkniętym. Prąd przepływający przez rezystor R1 nasyca bazę tranzystora VT1, w wyniku czego tranzystor VT5 zostaje odblokowany, a na wyjściu obwodu ustawiony jest poziom logicznego zera.

Ponieważ w momencie przełączania tranzystory VT4 i VT5 są otwarte i przepływa przez nie duży prąd, do obwodu wprowadzany jest rezystor ograniczający R5.

VT2, R2 i R3 tworzą kaskadę rozdzielania faz. Konieczne jest włączanie tranzystorów wyjściowych n-p-n jeden po drugim. Kaskada ma dwa wyjścia: kolektor i emiter, na których sygnały są przeciwfazowe.

Diody VD1 - VD3 stanowią zabezpieczenie przed impulsami ujemnymi.

Ryc. 2.3.b, c. Schematy ideowe podstawowych elementów serii K155 i K134

W mikroukładach serii K155 i K134 stopień wyjściowy jest zbudowany na niekompozytowym wzmacniaczu (tylko tranzystor VT3) i nasycany tranzystor VT5 wraz z wprowadzeniem diody przesunięcia poziomu VD4(ryc. 2.3, b, c). Ostatnie dwa etapy tworzą złożony falownik, który realizuje logiczną operację NOT. Jeśli wprowadzisz dwa stopnie separacji faz, zostanie zaimplementowana funkcja OR-NOT.

Na ryc. 2.3 i pokazuje podstawowy element logiczny serii K131 (zagraniczny analog - 74N). Podstawowy element serii K155 (analog zagraniczny - 74) pokazano na ryc. 2.3, b, a na ryc. 2.3, c - element serii K134 (analog zagraniczny - 74L). Teraz te serie praktycznie nie są rozwinięte.

Mikroukłady TTL początkowego rozwoju zaczęto aktywnie zastępować mikroukładami TTLSh, które w swojej wewnętrznej strukturze mają połączenia z barierą Schottky'ego. Tranzystor złączowy Schottky'ego (tranzystor Schottky'ego) opiera się na dobrze znanym obwodzie przełącznika tranzystora nienasyconego (rys. 2.4.a).

Rysunek 2.4. Wyjaśnienie zasady otrzymywania struktury z przejściem Schottky'ego:
a - nienasycony przełącznik tranzystorowy; b - tranzystor z diodą Schottky'ego; c - symbol tranzystora Schottky'ego.

Aby zapobiec nasyceniu tranzystora, między kolektorem a podstawą włącza się diodę. Zastosowanie diody sprzężenia zwrotnego w celu wyeliminowania nasycenia tranzystora po raz pierwszy zaproponował B. N. Kononov, jednak w tym przypadku może ono wzrosnąć do 1 V. Idealną diodą jest dioda barierowa Schottky'ego. Jest to kontakt utworzony pomiędzy metalem a lekko domieszkowanym n-półprzewodnikiem. W metalu tylko część elektronów jest wolna (te poza strefą walencyjną). W półprzewodniku wolne elektrony istnieją na granicy przewodzenia utworzonej przez dodanie atomów zanieczyszczeń. W przypadku braku napięcia polaryzacji liczba elektronów przekraczających barierę po obu stronach jest taka sama, tj. nie ma prądu. Kiedy elektrony są spolaryzowane w kierunku przewodzenia, mają energię, aby przekroczyć barierę potencjału i przejść do metalu. Wraz ze wzrostem napięcia polaryzacji szerokość bariery maleje, a prąd przewodzenia gwałtownie rośnie.

W przypadku polaryzacji zaporowej elektrony w półprzewodniku wymagają więcej energii, aby pokonać barierę potencjału. W przypadku elektronów w metalu bariera potencjału nie zależy od napięcia polaryzacji, dlatego płynie niewielki prąd wsteczny, który pozostaje praktycznie stały aż do wystąpienia przebicia lawinowego.

Prąd w diodach Schottky'ego jest określany przez większość nośników, więc jest większy przy tym samym polaryzacji przewodzenia, a zatem spadek napięcia w kierunku przewodzenia na diodzie Schottky'ego jest mniejszy niż na konwencjonalnym złączu p-n przy danym prądzie. Zatem dioda Schottky'ego ma progowe napięcie otwarcia rzędu (0,2-0,3) V, w przeciwieństwie do napięcia progowego konwencjonalnej diody krzemowej wynoszące 0,7 V, i znacznie skraca żywotność nośników mniejszościowych w półprzewodniku.

Na schemacie z rys. 2.4, b tranzystor VT1 jest chroniony przed przejściem w stan nasycenia przez diodę Shatky'ego o niskim progu otwarcia (0,2...0,3) V, więc napięcie nieznacznie wzrośnie w porównaniu do nasyconego tranzystora VT1. Na ryc. 2.4, c pokazuje obwód z „tranzystorem Schottky’ego”. W oparciu o tranzystory Schottky'ego wyprodukowano mikroukłady dwóch głównych serii TTLSh (rys. 2.5)

Na ryc. 2.5 i pokazuje schemat szybkiego elementu logicznego użytego jako podstawa mikroukładów serii K531 (zagraniczny analog - 74S), (S to pierwsza litera nazwiska niemieckiego fizyka Schottky'ego). W tym elemencie obwód emitera kaskady oddzielającej fazy wykonany na tranzystorze VT2, włącza się generator prądu - tranzystor VT6 z rezystorami R4 I R5. Pozwala to zwiększyć wydajność elementu logicznego. W przeciwnym razie ten element logiczny jest podobny do podstawowego elementu serii K131. Jednak wprowadzenie tranzystorów Schottky'ego umożliwiło redukcję tzd.r podwoił się.

Na ryc. 2.5, b pokazuje schemat podstawowego elementu logicznego serii K555 (analog obcy - 74LS). W tym obwodzie zamiast tranzystora wieloemiterowego na wejściu zastosowano matrycę diod Schottky'ego. Wprowadzenie diod Shatky'ego eliminuje gromadzenie się nadmiernych ładunków bazowych, które wydłużają czas wyłączania tranzystora oraz zapewnia stabilność czasu przełączania w całym zakresie temperatur.

Rezystor R6 górnego ramienia stopnia wyjściowego wytwarza niezbędne napięcie u podstawy tranzystora VT3 aby to otworzyć. Aby zmniejszyć zużycie energii, gdy brama jest zamknięta (), rezystor R6 podłączaj nie do wspólnej magistrali, ale do wyjścia elementu.

Dioda VD7, połączone szeregowo z R6 i równolegle do rezystora obciążenia kolektora kaskady separacji faz R2, pozwala zmniejszyć opóźnienie załączenia obwodu poprzez wykorzystanie części energii zmagazynowanej w pojemności obciążenia do zwiększenia prądu kolektora tranzystora VT1 w trybie przejściowym.

Tranzystor VT3 jest realizowany bez diod Schottky'ego, ponieważ działa w trybie aktywnym (wtórnik emitera).

Tranzystor kompozytowy (tranzystor Darlingtona) - połączenie dwóch lub więcej tranzystorów bipolarnych w celu zwiększenia wzmocnienia prądowego. Taki tranzystor stosuje się w obwodach pracujących z dużymi prądami (na przykład w obwodach stabilizatorów napięcia, stopniach wyjściowych wzmacniaczy mocy) oraz w stopniach wejściowych wzmacniaczy, jeśli konieczne jest zapewnienie wysokiej impedancji wejściowej.

Symbol tranzystora kompozytowego

Tranzystor złożony ma trzy zaciski (bazę, emiter i kolektor), które odpowiadają zaciskom konwencjonalnego pojedynczego tranzystora. Wzmocnienie prądowe typowego tranzystora złożonego (czasami błędnie nazywanego „superbetą”) wynosi ≈ 1000 dla tranzystorów dużej mocy i ≈ 50 000 dla tranzystorów małej mocy. Oznacza to, że do włączenia tranzystora złożonego wystarczy niewielki prąd bazowy.

W przeciwieństwie do tranzystorów bipolarnych, tranzystory polowe nie są stosowane w połączeniu kompozytowym. Nie ma potrzeby łączenia tranzystorów polowych, ponieważ mają one już wyjątkowo niski prąd wejściowy. Istnieją jednak obwody (na przykład tranzystor bipolarny z izolowaną bramką), w których stosowane są razem tranzystory polowe i bipolarne. W pewnym sensie takie obwody można również uznać za tranzystory kompozytowe. To samo dotyczy tranzystora kompozytowegoMożliwe jest zwiększenie wartości wzmocnienia poprzez zmniejszenie grubości podłoża, ale wiąże się to z pewnymi trudnościami technologicznymi.

Przykład superbeta (super-β)W seriach KT3102, KT3107 można zastosować tranzystory. Można je jednak łączyć również za pomocą schematu Darlingtona. W tym przypadku podstawowy prąd polaryzacji może wynosić zaledwie 50 pA (przykładami takich obwodów są wzmacniacze operacyjne, takie jak LM111 i LM316).

Zdjęcie typowego wzmacniacza wykorzystującego tranzystory kompozytowe

Obwód Darlingtona

Jeden typ takiego tranzystora został wynaleziony przez inżyniera elektryka Sidneya Darlingtona.

Schemat ideowy tranzystora kompozytowego

Tranzystor złożony to kaskadowe połączenie kilku tranzystorów połączonych w taki sposób, że obciążenie w emiterze poprzedniego stopnia stanowi przejście baza-emiter tranzystora następnego stopnia, to znaczy tranzystory są połączone kolektorami i emiter tranzystora wejściowego jest podłączony do bazy tranzystora wyjściowego. Ponadto obciążenie rezystancyjne pierwszego tranzystora można wykorzystać jako część obwodu w celu przyspieszenia zamykania. Takie połączenie jako całość jest uważane za jeden tranzystor, którego wzmocnienie prądowe, gdy tranzystory pracują w trybie aktywnym, jest w przybliżeniu równe iloczynowi wzmocnień pierwszego i drugiego tranzystora:

β с = β 1 ∙ β 2

Pokażmy, że tranzystor kompozytowy faktycznie ma współczynnikβ , znacznie większy niż oba jego składniki. Ustawianie przyrostuDlB= relb1, otrzymujemy:

Dle1 = (1 + β 1) ∙ relB= relb2

DlDo= relk1+dlk2= β 1 ∙ relB+ β 2 ∙ ((1 + β 1) ∙ relB)

Dzielenie się Dja do NA dłB, znajdujemy wynikowy współczynnik transmisji różnicowej:

β Σ = β 1 + β 2 + β 1 ∙ β 2

Ponieważ zawszeβ >1 można rozważyć:

β Σ = β 1 ∙ β 1

Należy podkreślić, że współczynnikiβ 1 I β 1 może się różnić nawet w przypadku tranzystorów tego samego typu, ponieważ prąd emiteraja e2 V 1 + β 2razy prąd emiteraja e1(wynika to z oczywistej równościJa b2 = Ja e1).

Schemat Siklai

Para Darlingtonów jest podobna do złącza tranzystorów Sziklai, nazwanego na cześć jej wynalazcy, George'a Sziklai, i czasami nazywana jest także komplementarnym tranzystorem Darlingtona. W przeciwieństwie do obwodu Darlingtona, który składa się z dwóch tranzystorów o tym samym typie przewodności, obwód Sziklai zawiera tranzystory o różnej polaryzacji ( p – n – p i n – p – n ). Para Siklai zachowuje się jak n–p–n -tranzystor o dużym wzmocnieniu. Napięcie wejściowe to napięcie pomiędzy bazą a emiterem tranzystora Q1, a napięcie nasycenia jest równe co najmniej spadkowi napięcia na diodzie. Zaleca się umieszczenie rezystora o niskiej rezystancji pomiędzy bazą a emiterem tranzystora Q2. Obwód ten jest używany w mocnych stopniach wyjściowych typu push-pull, gdy używane są tranzystory wyjściowe o tej samej polaryzacji.

Kaskada Sziklai, podobna do tranzystora przejście n – p – n

Obwód Cascode

Tranzystor kompozytowy, wykonany zgodnie z tzw. Obwodem kaskodowym, charakteryzuje się tym, że tranzystor VT1 jest podłączony w obwodzie ze wspólnym emiterem, a tranzystor VT2 jest podłączony do obwodu ze wspólną bazą. Taki tranzystor kompozytowy jest odpowiednikiem pojedynczego tranzystora połączonego w obwód wspólnego emitera, ale ma znacznie lepsze właściwości częstotliwościowe i większą moc niezniekształconą w obciążeniu, a także może znacznie zmniejszyć efekt Millera (wzrost pojemności zastępczej tranzystora odwracający element wzmacniacza ze względu na sprzężenie zwrotne z wyjścia na wejście tego elementu, gdy jest on wyłączony).

Zalety i wady tranzystorów kompozytowych

Wysokie wartości wzmocnienia w tranzystorach kompozytowych realizowane są tylko w trybie statycznym, dlatego tranzystory kompozytowe są szeroko stosowane w stopniach wejściowych wzmacniaczy operacyjnych. W obwodach o wysokich częstotliwościach tranzystory kompozytowe nie mają już takich zalet - częstotliwość graniczna wzmocnienia prądu i prędkość działania tranzystorów kompozytowych są mniejsze niż te same parametry dla każdego z tranzystorów VT1 i VT2.

Zalety:

A)Wysokie wzmocnienie prądowe.

B)Obwód Darlingtona jest wykonany w postaci układów scalonych i przy tym samym prądzie powierzchnia robocza krzemu jest mniejsza niż w przypadku tranzystorów bipolarnych. Obwody te cieszą się dużym zainteresowaniem przy wysokich napięciach.

Wady:

A)Niska wydajność, szczególnie przejście ze stanu otwartego do zamkniętego. Z tego powodu tranzystory kompozytowe stosowane są przede wszystkim w obwodach kluczy i wzmacniaczy niskiej częstotliwości, przy wysokich częstotliwościach ich parametry są gorsze niż pojedynczego tranzystora.

B)Spadek napięcia w kierunku przewodzenia na złączu baza-emiter w obwodzie Darlingtona jest prawie dwukrotnie większy niż w tradycyjnym tranzystorze, a dla tranzystorów krzemowych wynosi około 1,2 - 1,4 V (nie może być mniejszy niż dwukrotność spadku napięcia na złączu p-n). .

V)Wysokie napięcie nasycenia kolektor-emiter, dla tranzystora krzemowego około 0,9 V (w porównaniu do 0,2 V dla tranzystorów konwencjonalnych) dla tranzystorów małej mocy i około 2 V dla tranzystorów dużej mocy (nie może być mniejsze niż spadek napięcia na złączu p-n plus spadek napięcia na nasyconym tranzystorze wejściowym).

Zastosowanie rezystora obciążającego R1 pozwala poprawić niektóre właściwości tranzystora kompozytowego. Wartość rezystora dobiera się w taki sposób, aby prąd kolektor-emiter tranzystora VT1 w stanie zamkniętym powodował spadek napięcia na rezystorze, który jest niewystarczający do otwarcia tranzystora VT2. Zatem prąd upływowy tranzystora VT1 nie jest wzmacniany przez tranzystor VT2, zmniejszając w ten sposób całkowity prąd kolektor-emiter tranzystora kompozytowego w stanie wyłączonym. Ponadto zastosowanie rezystora R1 pomaga zwiększyć prędkość tranzystora kompozytowego, wymuszając zamknięcie tranzystora VT2. Zwykle rezystancja R1 wynosi setki omów w przypadku tranzystora Darlingtona o dużej mocy i kilka kOhm w przypadku tranzystora Darlingtona o małym sygnale. Przykładem obwodu z rezystorem emiterowym jest mocny tranzystor Darlington n-p-n typu KT825, jego wzmocnienie prądowe wynosi 10 000 (wartość typowa) dla prądu kolektora 10 A.