Построение высокоэффективных квазирезонансных источников питания с синхронным выпрямлением на основе контроллеров Renesas HA16163. Всё об импульсном блоке питания Резонансные источники питания с высоким кпд схема

Эта статья была подготовлена на основе материалов, присланных Александром Германовичем Семеновым , директором научно-производственного российско-молдавского предприятия "Элкон" , г.Кишинев. В подготовке статьи также участвовал главный инженер предприятия Александр Анатольевич Пенин . Александр Германович пишет:
"Специализируясь в области источников питания, нам удалось создать способ построения резонансных преобразователей с глубокой регулировкой выходных параметров, отличающийся от известных до сих пор. На данный способ получен международный патент. Наиболее полно преимущества способа проявляются при построении мощных - от 500 и до десятков киловатт - источников. Преобразователь не требует схем быстрой защиты от КЗ на выходе так как в нем практически не возникает режима разрыва тока ключей в любом режиме. Также устранена возможность возникновения сквозных токов. Поскольку физически (без обратных связей) преобразователь является источником тока, то появилась возможность перенести конденсатор фильтра питающего сетевого выпрямителя на выход преобразователя, что позволило получить коэффициент мощности на уровне 0.92-0.96 в зависимости от нагрузки. Частота резонансного контура не меняется, а это дает возможность эффективной фильтрации излучений преобразователя по всем направлениям. Практическая реализация осуществлена в виде источников тока для электрохимзащиты - станций катодной защиты марки "Элкон". Мощность 600, 1500, 3000 и 5000 ватт. КПД в номинальном режиме на уровне 0.93-095. СКЗ прошли сертификационные испытания в НПО "ВЗЛЕТ". Идет медленное, тягучее внедрение. Все это подтверждает жизненность идеи. Однако, как мне кажется, для достижения коммерческого успеха необходима популяризация идеи с целью привлечения к ней внимания".
Что ж, помочь коллегам всегда приятно, тем более, что идея, заложенная в основу продукции "Элкон", отличается новизной.

В настоящее время приборы и устройства силовой электроники, разрабатываемые для профессионального применения, активно оптимизируют по таким критериям, как масса, габариты, коэффициент полезного действия, надежность, стоимость. Эти требования неуклонно ужесточаются, то есть заказчик хочет иметь прибор с минимальными габаритами и массой, и при этом - с высоким КПД, высокой надежностью и низкой стоимостью .

С целью улучшения потребительских свойств изделий приходится прибегать к известным мерам: повышать рабочие частоты преобразования, уменьшать потери мощности на силовых элементах, снижать или исключать динамические перегрузки в силовой части схемы. Зачастую эти меры противоречат друг другу, и для достижения определенных результатов разработчик идет на некоторый, порой весьма непростой, компромисс . Поэтому дальнейшая оптимизация параметров преобразовательной техники возможна только с помощью перехода на новые принципы построения этих устройств.

Чтобы понять, принципиально чем отличается способ регулирования напряжения, предлагаемый "Элкон", какая новизна заключена в нем, вначале поговорим о традиционном построении регуляторов. Преобразователи постоянного напряжения в постоянное (DC/DC преобразователи), являющиеся значительным по объему классом устройств из области силовой электроники, традиционно строятся по следующей схеме: первичное звено осуществляет преобразование постоянного напряжения в переменной высокой частоты; вторичное звено осуществляет преобразование переменного напряжения в постоянное. В составе преобразователя обычно имеется регулятор, управляющий величиной выходного постоянного напряжения или поддерживающий его на требуемом уровне.

Высокочастотное преобразование может осуществляться при помощи различных схем, но если говорить о двухтактных схемах, то здесь можно назвать два типа: схемы с прямоугольной формой тока силовых ключей и резонансные с синусоидальной (или квазисинусоидальной) формой тока ключей.

Эффективность работы преобразователей в значительной степени определяется динамическими коммутационными потерями на силовых элементах при коммутации рабочих значений токов. Опыт разработки преобразователей мощностью более 100 Вт показывает, что снизить эти потери удается в основном за счет использования коммутационных элементов (транзисторов) с низким временем переключения и за счет формирования правильной траектории их переключения. Существующая на сегодняшний момент элементная база, конечно, обладает достаточно высокими динамическими характеристиками, но, тем не менее, они еще далеки от идеальных. Поэтому часто технологические ограничения приводят к значительным перенапряжениям на элементах силовой схемы, а значит, снижается общая надежность преобразователя .

Формирование правильной траектории переключения - немаловажная задача, которая также в значительной степени может снизить коммутационные перенапряжения. Этот метод обеспечивает так называемую "мягкую" коммутацию путем перераспределения энергии между собственно силовой частью коммутационного элемента (транзисторного ключа) и формирующим элементом. Уменьшение потерь происходит за счет возврата накопленной ими энергии . Напомним, что известными представителями формирующих элементов являются всевозможные RCD-цепи, гасящие резисторы, снабберы и т.д.

Практика разработки реальных преобразователей показывает, что при создании устройства с номинальной мощностью сотни-тысячи ватт приходится буквально "даться" за каждый ватт эффективной мощности, в максимальной степени снижать тепловые потери, снижающие общий КПД преобразователя.

Еще одна проблема относится к необходимости наличия быстродействующей защиты от короткого замыкания (КЗ) в нагрузке. Проблема состоит, главным образом, в том, что слишком быстродействующая защита становится слишком подверженной ложным срабатываниям, отключая преобразователь даже тогда, когда никакой опасности для него не возникает. Слишком медленная защита устойчива к ложным срабатываниям, но едва ли защитит прибор. Приходится тратить немало усилий на проектирование оптимальной защиты.

В связи с вышеизложенным, классический высокочастотный преобразователь оказывается не совсем отвечающим современным требованиям, предъявляемым к силовой преобразовательной технике. Возникает необходимость поиска новых способов построения этих приборов.

В последнее время инженеры обратили внимание на резонансные преобразователи, как на устройства с большими потенциальными возможностями. В резонансных преобразователях принципиально меньше динамические потери, они создают гораздо меньше помех, поскольку переключение происходит не прямыми фронтами, богатыми гармониками, а с гладкой формой сигнала, близкой к синусоидальной , . Резонансные преобразователи более надежны, им не требуется быстродействующая защита от короткого замыкания (КЗ) в нагрузке, потому как ограничение тока КЗ происходит естественным образом. Правда, из-за синусоидальной формы тока несколько возрастают статические потери в силовых элементах, но поскольку резонансные преобразователи не столь требовательны к динамике переключения силовых элементов, могут быть использованы IGBT транзисторы standard-класса, у которых напряжение насыщения меньше, чем у warp-speed IGBT-транзисторов. Можно вспомнить и о СИТ-транзисторах и даже о биполярных, хотя, на взгляд автора сайта, о последних лучше в данном контексте не вспоминать.

С точки зрения построения силовой схемы резонансные преобразователи получаются простыми и надежными. Однако до сих пор они не смогли вытеснить обычные полумостовые и мостовые преобразователи из-за принципиальных проблем с регулированием выходного напряжения . Обычные преобразователи использую принцип регулирования на основе широтно-импульсной модуляции (ШИМ), и здесь не возникает никаких сложностей. В резонансных же преобразователях использование ШИМ и других специальных методов (например, частотного регулирования за счет изменения частоты коммутации) приводит к увеличению динамических потерь, которые в некоторых случаях становятся соразмеримыми или даже превышающими потери в классических преобразователях. Использование же формирующих цепей оправдывает себя в ограниченном диапазоне частот и при очень небольшой глубине регулирования. Встречается несколько более эффективный способ, основанный на значительном уменьшении частоты коммутации, приводящей к уменьшению среднего тока нагрузки, а значит, и выходной мощности. Но этот способ частотного регулирования также можно назвать компромиссным, а значит, недостаточно удовлетворяющим современным требованиям .

И все же резонансные преобразователи оказались настолько заманчивыми, что было придумано еще несколько способов повысить их КПД и глубину регулирования. Увы, и эти идеи показали себя недостаточно эффективными. Использование дополнительного импульсного регулятора, устанавливаемого на выходе, приводит к необходимости использования еще одного звена преобразования, а значит, снижает КПД . Конструкция с переключением витков трансформатора опять-таки значительно усложняет преобразователь, повышает его стоимость и делает невозможным использование в областях широкого потребления.

Из сказанного можно сделать вывод, что основная проблема, мешающая широкому распространению резонансных преобразователей, кроется в создании эффективного способа глубокого регулирования выходного напряжения. Если эта проблема будет решена, удастся значительно улучшить характеристики устройств силовой электроники, их дальнейшему распространению в уже освоенные и новые области применения преобразовательной техники.

Специалистам предприятия "Элкон" удалось в значительной степени продвинуться в исследованиях способа регулирования путем уменьшения частоты коммутации. Именно данный способ был взят за основу, так как в нем сохраняется основное достоинство резонансной схемы - коммутационные переключения при нулевом токе. Изучение процессов, происходящих в обычном резонансном преобразователе, позволило уточнить его схему и найти более эффективный механизм регулирования в широком диапазоне нагрузок и приемлемом диапазоне частот, что составило основу международного патента . Помимо этого удалось достигнуть одинаковой амплитуды токов силовых транзисторов как в режиме номинальной нагрузки, так и в режиме КЗ, отсутствия сквозных токов через силовые транзисторы даже на максимальной частоте коммутации, "мягкой" нагрузочной характеристики (гораздо лучше, чем у обычного резонансного преобразователя).

Полная схема модернизированного резонансного преобразователя является предметом "ноу-хау" предприятия "Элкон", однако, чтобы читателю было понятно, в чем заключается усовершенствование, далее приводятся сведения из патента "Способ регулируемого резонансного преобразования постоянного напряжения".

Изобретение предназначается для реализации мощных, дешевых и эффективных регулируемых высокочастотных транзисторных резонансных преобразователей напряжения различного применения. Это могут быть сварочные преобразователи, установки индукционного нагрева, радиопередающие устройства и другое.

Имеется прототип регулируемого резонансного преобразователя напряжения, опубликованный в . В прототипе: создается колебание с собственным периодом То и периодом коммутации силовых ключей Тк; используется емкостной и индуктивный накопители энергии с потреблением от источника постоянного напряжения и передачи части энергии в нагрузку с выпрямителем; регулирование напряжения осуществляется за счет расстройки от резонанса с периодом собственных колебаний То частоты коммутации ключей Тк, близкой к То.

Как уже было сказано выше, расстройка приводит к значительному увеличению динамических потерь и в целом снижает надежность преобразователя, так как при расстройке утрачивается главное достоинство резонансного преобразователя - коммутация при нулевых токах. Все это приводит к тому, что способ целесообразно использовать только в маломощных преобразователях.

Имеется более близкий прототип, опубликованный в работе . В данном прототипе также создается колебание с собственным периодом То и периодом коммутации ключей Тк, но Тк>То; используется емкостной и индуктивный накопители энергии с потреблением от источника постоянного напряжения и передаче части энергии в нагрузку с выпрямителем; выходное напряжения регулируется за счет изменения периода коммутации Тк. Однако здесь избыток энергии емкостного накопителя возвращается обратно в источник питания за счет разряда емкостного накопителя через нагрузку, а ограничение фронта импульсов тока силовых ключей осуществляется с помощью дополнительных индуктивных накопителей. Этот способ сохраняет главное достоинство резонансного преобразователя - возможность коммутации силовых ключей при нулевых токах.

К сожалению, этот прототип также обладает рядом недостатков. Одним из принципиальных недостатков является увеличение тока ключей в случае возникновения перегрузок или КЗ в цепи нагрузки при номинальной или максимальной частоте. Так как в этом случае индуктивные элементы запасают большое количество энергии, она не успевает полностью вернуться в источник питания за небольшой период (Tк-То)/2. Еще один недостаток - принудительное обрывание тока через ключи несмотря на то, что фронт коммутации задан. Здесь возникает необходимость наличия сложной защиты ключевых элементов, сужает общий диапазон регулирования напряжения, что ведет к сужению области применения преобразователя.

Устройство, с помощью которого можно реализовать данный способ, представляет собой обычный резонансный полумостовой преобразователь с емкостным делителем напряжения (емкостным накопителем) и индуктивным накопителем, включенных с нагрузкой между стойкой транзисторов полумоста и средним выводом емкостного делителя. Дополнительные индуктивные накопители включаются в ветви или в контура каждого ключевого элемента.

Устройство, предложенное предприятием "Элкон", решает задачу обеспечения большого диапазона регулирования напряжения нагрузки и, таким образом, расширяет область его применения. В новом способе можно найти некоторые аналогии с прототипами и : создаются колебания с собственным периодом То и периодом коммутации Тк, причем Тк>То, также используются емкостной и индуктивный накопитель с потреблением от источника постоянного напряжения и передаче части энергии в нагрузку с выпрямителем, также осуществляется возврат избытка энергии емкостного накопителя обратно в источник, регулировка напряжения осуществляется за счет изменения Тк. Новизна способа состоит в том, что одновременно с первыми колебаниями создаются вторые колебания с собственным периодом То и периодом коммутации Тк, с использованием того же емкостного накопителя и второго индуктивного накопителя с потреблением энергии от емкостного накопителя и передачей энергии в нагрузку с выпрямителем.

Главной особенностью предложенного способа является одновременное протекание токов первого и второго колебаний через ключевые элементы таким образом, что суммарный ток через них не терпит разрыва, что и позволяет возвращать энергию индуктивных накопителей на максимальной частоте даже при возникновении КЗ. При этом амплитуда тока ключевых элементов остается на уровне номинальных значений. Этот способ "работает" во всем диапазоне периодов коммутации Тк, что успешно решает проблему резонансного преобразователя.

Устройство, показанное на рисунке 1 , содержит управляемый задающий генератор импульсов (1), выходы которого соединены с затворами транзисторов (2) и (3), образующими полумостовую стойку (плечо полумоста). Общая точка соединения транзисторов (2) и (3) через емкостной накопитель (резонансный конденсатор), обозначенный (5), подключена к одному из выводов трансформаторно-выпрямительной нагрузки (6). Индуктивные накопители (резонансные дроссели), обозначенные (7) и (8), соединены последовательно. Их общая точка соединения подключена к другому выводу нагрузки (6). Источник питающего напряжения (9) соединен с нижним выводов дросселя (7) и эмиттером транзистора (2). Верхний вывод дросселя (8) соединен с коллектором транзистора (3).

На рисунке 2 показаны графики, отражающие работу этого резонансного преобразователя. Задающий генератор (1) вырабатывает парафазные управляющие импульсы, показанные на рис.2 а-б , длительностью То/2 и регулируемым периодом коммутации Тк, которые по очереди открывают транзисторы (2) и (3). В установившемся режиме работы преобразователя, в момент времени t1 подается импульс управления на транзистор (2), при этом через него начинает протекать синусоидальный импульс тока I1, показанный на рис.2 в , - так называемые "первые колебания". Одновременно с ним через антипараллельный (оппозитный) диод (4) транзистора (3) продолжает протекать ток I2 - "вторые колебания".

рисунок 3 Первый такт работы схемы

На рисунке 3 показан первый такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t1…t2). Резонансный конденсатор (5) с напряжением U5, график которого приведен на рис.2 г ., перезаряжается через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6), включающую трансформатор (6.1), выпрямитель (6.2) и собственно нагрузку (6.3). Первый резонансный дроссель (7) накапливает энергию. В то же время резонансный конденсатор (5) разряжается через второй резонансный дроссель (8) с напряжением U8, график которого приведен на рис.2 д . Дроссель (8) накапливает энергию в соответствии с полярностью, указанной на графике.

рисунок 4 Второй такт работы схемы

На рисунке 4 показан второй такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t2…t3). Резонансный конденсатор (5) продолжает перезаряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7). Также резонансный конденсатор (5) перезаряжается через второй резонансный дроссель (8), который уже отдает энергию в соответствии с указанной полярностью.

рисунок 5 Третий такт работы схемы

На рисунке 5 показан третий такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t3…t4). Резонансный конденсатор (5) продолжает заряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7) с напряжением U7, показанным на графике рис.2 е . В то же время резонансный конденсатор (5) уже заряжается от второго резонансного дросселя (8), который продолжает отдавать энергию в соответствии с указанной полярностью.

рисунок 6 Четвертый такт работы схемы

На рисунке 6 показан четвертый такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t4…t5). Резонансный конденсатор (5) продолжает заряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7), который уже отдает энергию в соответствии с указанной на рисунке полярностью. В то же время резонансный конденсатор (5) продолжает заряжаться от второго резонансного дросселя (8).

На рисунке 8 показан шестой такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t6…t7). Резонансный конденсатор (5) уже отдает энергию через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7) в источник питания (9). Ток I1 при этом меняет свое направление.

рисунок 9 Седьмой такт работы схемы

На рисунке 9 показан седьмой такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t7…t8). Импульс управления подается на транзистор (3), при этом начинает протекать синусоидальный импульс тока I2 согласно рис.2 в , через этот транзистор ("второе колебание"). Также продолжает протекать ток I1 через антипараллельный диод (10) транзистора (2) - "первое колебание". Резонансный конденсатор (5) отдает энергию через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7) - в источник питающего напряжения (9) и во второй резонансный дроссель (8).

На рисунке 11 показан девятый такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t9…t10). Все накопители отдают свою энергию.

На рисунке 13 показан заключительный такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t11…t1). Идет разряд резонансного конденсатора (5), далее процессы повторяются.

Обратите внимание: на интервале времени t6- t7 идет возврат энергии в источник, поскольку ток I1 меняет свое направление. Отрицательная амплитуда тока I1 определяется нагрузкой преобразователя. Этот факт определяет дополнительные преимущества способа - амплитуда тока через ключи не увеличивается вплоть до короткого замыкания в нагрузке. Также полностью отсутствует проблема сквозных токов, что упрощает и делает надежным управление транзисторов. Отпадает и проблема создания быстрых защит для предотвращения режима КЗ.

Эта идея была положена в основе опытных образцов, а также серийных изделий, которые в настоящее время производит "Элкон". К примеру, преобразователь напряжения мощностью 1, 8 кВт, спроектированный для станции катодной защиты подземных трубопроводов, получает питание от однофазной сети переменного тока 220 В 50 Гц. В нем применены силовые транзисторы IGBT типа IRG4PC30UD класса ultra-fast со встроенным оппозитным диодом, емкость резонансного конденсатора (5) составляет 0,15 мкФ, индуктивность резонансных дросселей (7) и (8) - по 25 мкГн. Период собственных колебаний То составляет 12 мкс, коэффициент трансформации трансформатора (6.1) - 0,5, что определяет диапазон номинальной нагрузки (0,8…2,0) Ом. Для минимального значения периода коммутации Тк, равного 13 мкс (при частоте коммутации fk равной 77 кГц) и нагрузке 1 Ом амплитуды токов I1 и I2 соответственно составляют плюс 29 А и минус 7 А. Для нагрузки 0,5 Ом амплитуды токов I1 и I2 составили соответственно плюс 29 А и минус 14 А. В случае КЗ эти значения составляют плюс 29 А и минус 21 А, средний ток через нагрузку составляет 50 А, то есть проявляется эффект ограничения тока КЗ.

На рисунке 14 показано семейство регулировочных характеристик преобразователя. Важно отметить, что во всем диапазоне частоты коммутации переключающие импульсы подаются при нуле токов. Эти результаты были получены в системе схемотехнического моделирования OrCAD 9.1, затем проверены на натурном макете.

Для сравнения, на рисунке 15 представлено семейство регулировочных характеристик аналогичного по мощности классического резонансного преобразователя. Минимальный период коммутации Тк увеличен из-за возникновения сквозных токов и составляет 14 мкс (при частоте коммутации fк равной 72 кГц). Для этой номинальной частоты выполняется режим коммутации в нуле тока. Для сопротивления нагрузки 1 Ом амплитуда тока нагрузки равна 30А, для сопротивления 0.5 Ом амплитуда равна уже 58А. В случае КЗ амплитуда тока через транзисторы становится более 100 А, причем коммутация силовых транзисторов происходит уже не в нуле токов, а средний ток нагрузки становится более 180 А. Таким образом, как было указано ранее, возникает необходимость в быстрой защите от КЗ для исключения аварии.

Участок регулирования "А" (тонкие линии) характеризует режим коммутации не в нуле тока. Практический интерес представляет участок регулирования "Б", когда частота коммутации меньше номинальной в два и более раз. Можно отметить, что глубина регулирования указанным способом для классического преобразователя значительно меньше, чем в преобразователе "Элкон", а необходимость работы на более низкой частоте коммутации ухудшает удельные энергетические показатели классического преобразователя. Предлагаемый преобразователь "Элкон" обладает практически приемлемыми регулировочными характеристиками и диапазоном изменения частоты коммутации.

Учитывая мягкую нагрузочную характеристику, возможно регулирование выходного напряжения на фиксированной частоте за счет фазового регулирования двух преобразователей, соединенных параллельно по переменному напряжению. Этот вариант проверен на макете мощностью 1.2 кВт. Выходное напряжение изменяется от нуля до максимального.

Полученные результаты позволяют предположить, что преобразователи напряжения, использующие новый способ резонансного преобразования, найдут более широкое применение во всех областях использования обычных преобразователей с ШИМ регулированием на десятки и более кВт.

А теперь - немного о серийной продукции. Предприятие "Элкон" производит:
- станции катодной защиты мощностью 0.6, 1.5, 3.0 и 5.0 кВт., с КПД в номинальном режиме не хуже 93%;
- источники для ручной дуговой сварки мощностью 5.0 и 8.0 кВт с питанием от сети 220 вольт 50 Гц;
- источники для ручной дуговой сварки мощностью 12 кВт с питанием от трехфазной сети 380 вольт 50 Гц;
- источники для нагрева кузнечных заготовок мощностью 7.0 кВт с питанием от сети 220 вольт 50 Гц;
- преобразователи для высоковольтной солнечной батареи мощностью 5.0 кВт с входным напряжением от 200 до 650 В и выходным напряжением 400 В; при модуляции выходного напряжения преобразователя по синусоидальному закону частотой 100 Гц и последующем распределении полуволн осуществлена передача электроэнергии от солнечной батареи в сеть 220 вольт 50 Гц.
Сотрудники предприятия надеются, что данная идея вдохновит также и опытных радиолюбителей, которые заняты конструированием сварочной техники.

ЛИТЕРАТУРА
Мещеряков В.М. Силовая электроника- эффективный способ решения проблем региональной программы "Энергоресурсосбережения"//Электротехника. 1996. 12.с.1.
Высокочастотные транзисторные преобразователи./Э.М.Ромаш, Ю.И.Драбович, Н.Н.Юрченко, П.Н.Шевченко -М.:Радио и связь,1988.-288с.
Гончаров А.Ю. Серийно выпускаемые транзисторные преобразователи электроэнергии // Электроника: Наука, Технология, Бизнес. 1998. 2.с.50.
Ковалев Ф.И., Флоренцев С.Н. Силовая электроника: вчера, сегодня, завтра //Электротехника. 1997. 11.с.2.
Дмитриков В.Ф. и др. Новые высокоэффективные отечественные источники электропитания с бестрансформаторным входом // http//:www.add.ru/r/konkurs/st.18.html
Патанов Д.А. Общие проблемы снижения коммутационных потерь в инверторах напряжения // http://www.add.ru/r/konkurs/avtst8.html
Жданкин В.К. Устройства силовой электроники фирмы Zicon Electronics // Cовременные технологии автоматизации. 2001.N1.с.6.
Белов Г.А. Высокочастотные тиристорно-транзисторные преобразователи постоянного напряжения. -М.: Энергоатомиздат,1987.-120с.
Патент PCT, WO94/14230, 23.06.94, H02M 3/335.
Патент PCT/MD 03/00001. 16.05.2002, H02M3/337 Что пишут

Использование: разработка высокочастотных импульсных источников питания. Сущность изобретения: источник питания держит ключевой транзисторный преобразователь 1 напряжения, выполненный в виде полумостовой схемы на транзисторах 4,5 и конденсаторах 6,7 и блок 25 управления частотой, выполненный в виде последовательно соединенных узла 26 преобразования напряжения в сопротивление и узла 27 преобразования сопротивления в частоту. В выходной цепи преобразователя 1 включен резонансный контур, выполненный на дросселе 8 и конденсаторах 9, 10. Стабилизация изменения рабочей частоты преобразователя 1 в зависимости от изменения выходного напряжения. Формирование специальной формы базового тока транзисторов 4, 5 с помощью блока 25 и цепочек, выполненных на элементах 15-22, снижает потери как при включенном, ток и при выключенном транзисторах 4, 5 преобразователя 1. 3 з.п. ф-лы, 3 ил.

Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано при разработке высококачественных импульсных источников питания. Известен импульсный стабилизатор напряжения, содержащий двухтактный полумостовой преобразователь напряжения, входом соединенный со входными выводами, а выходом через выпрямитель и фильтр с выходными выводами, широтно-импульсный модулятор, выходы которого подключены к управляющим входам двухтактного полумостового преобразователя напряжения, генератор прямоугольных колебаний, формирователь пилообразного напряжения, источник опорного напряжения и два транзистора (1). В известном устройстве решена техническая задача повышение КПД за счет использования для сравнения в широтно-импульсном модуляторе переменных напряжений: прямоугольного опорного и пилообразного, пропорционального входному напряжению. Получение таких напряжений и их сравнение требует меньше энергетических затрат. А использование тока источника опорного напряжения одновременно для управления транзисторами двухтактного полумостового преобразователя напряжения, наряду с применением пассивного ШИМ, дополнительно повышает КПД. Источники питания с ШИМ в настоящее время являются превалирующими. Однако они характеризуются слишком высокими потерями, поскольку относятся к схемам с так называемым жестким переключением. При жестком переключении включенный транзисторный ключ выключается в момент, когда через него протекает ток, а выключенный транзисторный ключ включается, когда на нем имеется напряжение и поэтому, чем чаще этот ключ включается и выключается, тем больше потери. При этом время переключения транзистора (длительность включения или выключения) должно быть возможно меньше. Таким образом недостатком известного устройства являются высокие потери, т.е. низкий КПД. В идеале для того, чтобы потери были минимальными, транзисторный ключ должен выключаться в тот момент, когда ток через него равен нулю (переключение при нулевом токе) и включаться, когда напряжение на нем равно нулю (переключение при нулевом напряжении). В настоящее время наилучшим решением для высокочастотных импульсных источников питания является использование резонансных схем. В отличие от источников питания с ШИМ резонансных схем "смягчают" режим переключения и таким образом способствуют уменьшению потерь на переключение. В результате резонансные источники питания при одной и той же рабочей частоте обеспечивают более высокий КПД. Известен резонансный источник питания, содержащий ключевой транзисторный преобразователь напряжения, входом соединений с входными выводами и выполненный в виде полумостовой схемы, в выходной цепи которой включен резонансный контур, состоящий из соединенных параллельно последовательной цепи на дросселе и первом конденсаторе и второго конденсатора, причем параллельно первому конденсатору включена первичная обмотка выходного трансформатора, вторичная обмотка которого через выпрямитель и фильтр соединена с выходными выводами, и блок управления частотой, выходы которого подключены к управляющим входам ключевого транзисторного преобразователя напряжения, силовые выводы транзисторов которого шунтированы блокирующими диодами (2). Известный источник питания является аналогом, наиболее близким к предлагаемому изобретению по совокупности существенных признаков. Однако и известный источник питания обладает значительными потерями при переключении, за счет того, что блок управления частотой вырабатывает колебания прямоугольной формы и, следовательно, ток управления транзистора преобразователя также имеет прямоугольную форму. Технической задачей данного изобретения является снижение потерь при переключении транзисторов ключевого транзисторного преобразователя напряжения и снижение мощности, потребляемой блоком управления частотой. Технический результат, который может быть получен при использовании изобретения, заключается в повышении КПД резонансного источника питания. Поставленная техническая задача достигается тем, что в резонансном источнике питания, содержащем ключевой транзистор преобразователь напряжения, входом соединений с выходами выводами и выполненный в виде полумостовой схемы, в выходной цепи которой включен резонансный контур, состоящий из соединенных параллельно последовательной цепи на дросселе и первом конденсаторе и второго конденсатора, причем параллельно первому конденсатору включена первичная обмотка выходного трансформатора, вторичная обмотка которого через выпрямитель и фильтр соединена с выходными выводами, и блок управления частотой, выходы которого подключены к управляющим входам ключевого транзисторного преобразователя напряжения, силовые выводы транзисторов которого шунтированы блокирующими диодами, блок управления частотой выполнен в виде последовательно соединенных двух базовых резисторов и диода и на дополнительном конденсаторе, включенном между общей точкой резисторов и свободным выводом диода, при этом управляющие входы транзисторов через соответствующие цепочки формирования базового тока соединены с соответствующими управляющими входами ключевого транзисторного преобразователя напряжения, а узел преобразования сопротивления в частоту выполнен в виде парафазного мультивибратора на четырех логических инверторах, третьим и четвертым конденсаторах, на дополнительном транзисторе и трех резисторах, причем логические инверторы соединены попарно-последовательно, соответственно, первый со вторым и третий с четвертым, третий конденсатор включен между выходом первого и входом третьего логических инверторов, а четвертый конденсатор включен между выходом третьего и выходом первого логических инверторов, первый резистор включен параллельно выходу узла преобразователя напряжения в сопротивление, через второй и третий резисторы соединенному с выходами, соответственно, первого и третьего логических инверторов, выходы второго и четвертого логических инверторов соединены с первичной обмоткой дополнительного трансформатора, две вторичные обмотки которого использованы в качестве выходов узла преобразования сопротивления в частоту и выходов блока управления частотой, входом в качестве которого использован вход узла преобразования напряжения в сопротивление, подключенный к выходным выводам. Кроме того, узел преобразования напряжения в сопротивление выполнен на дополнительном транзисторе, выход которого использован в качестве выхода узла преобразования напряжения в сопротивление, переменном резисторе, использованном в качестве входа узла преобразования напряжения в сопротивление и четвертом резисторе, включенном между входом и выходом узла преобразования напряжения в сопротивление, причем, регулировочный вывод переменного резистора соединен с базой дополнительного транзистора. Логические инверторы могут быть выполнены на элементах 2И-НЕ. Для обеспечения запуска преобразователя напряжения, дополнительный трансформатор снабжен пусковой обмоткой, включенной в выходную цепь ключевого транзисторного преобразователя напряжения последовательно с резонансным контуром. Изобретение иллюстрируется чертежами, где на фиг. 1 представлена схема резонансного источника питания, на фиг. 2 форма базового тока транзисторов ключевого транзисторного преобразователя напряжения, на фиг. 3 его регулировочная характеристика. Резонансный источник питания (фиг. 1) содержит ключевой транзисторный преобразователь 1 напряжения, входом соединенный с выходными выводами 2, 3 и выполненный в виде полумостовой схемы на транзисторах 4, 5 и конденсаторах 6, 7, в выходной цепи которой включен резонансный контур, состоящий из соединенных параллельно последовательной цепи на дросселе 8 и первом конденсаторе 9 и второго конденсатора 10, выходной трансформатор 11, первичная обмотка которая подключена параллельно конденсатору 9, а вторичная -через выпрямитель 12 и фильтр 13 соединена с выходом ключевого транзисторного преобразователя напряжения, подключенным к выходным выводам, к которым подключена нагрузка 14, цепочки формирования базового тока, выполненные в виде последовательно соединенных базовых резисторов 15 и 16, 17, 18 и диодов 19 и 20, и на дополнительных конденсаторах 21 и 22, включенных между общей точкой резисторов 15, 16 и 17, 18 и свободными выводами диодов 19 и 20 соответственно, блокирующие диоды 23 и 24, шунтирующие силовые выводы транзисторов 4 и 5, блок управления частотой 25, выполненный в виде последовательно соединенных узлов преобразования напряжения в сопротивление 26 и узла преобразования сопротивления в частоту 27. Узел 27 преобразования сопротивления в частоту содержит парафазный мультивибратор на четырех логических инверторах 28, 29, 30, 31, третьем конденсаторе 32, четвертом конденсаторе 33, дополнительном трансформаторе 34 и трех резисторах 35, 36, 37, причем логические инверторы соединены попарно-последовательно, 28 с 29 и 30 с 31, третий конденсатор 32 включен между выходом логического инвертора 28 и входом логического инвертора 30, четвертый конденсатор 33 включен между выходом логического инвертора 30 и входом логического инвертора 28, первый резистор 35 включен параллельно выходу узла 26 преобразования напряжения в сопротивление, через второй резистор 36 и третий резистор 37, соединенные со входами, соответственно, логического инвертора 28 и логического инвертора 30, выходы логического инвертора 29 и логического инвертора 31 соединены с первичной обмоткой 38 дополнительного трансформатора 34, вторичные обмотки 39 и 40 которого использованы в качестве выходов узла 27 преобразования сопротивления в частоту и выходы блока 25 управления частотой. Логические инверторы 28, 29, 30, 31 могут быть выполнены, например, на элементах 2И-НЕ. В качестве входа блока 25 управления частотой использован вход узла 26 преобразования напряжения в сопротивление, выполненного на дополнительном транзисторе 41, выход которого использован в качестве выхода узла 26 преобразования напряжение в сопротивление, на переменном резисторе 42, использованном в качестве входа узла 26 преобразования напряжения в сопротивлении, и четвертом резисторе 43, включенном между входом и выходом узла 26 преобразования напряжения в сопротивление, причем регулировочный вывод переменного резистора 42 соединен с базой дополнительного транзистора 41. Вход блока 25 управления частотой соединен с нагрузкой 14. Для обеспечения пуска ключевого транзисторного преобразователя напряжения 1 дополнительный трансформатор 34 снабжен пусковой обмоткой 44, включенной в выходную цепь ключевого транзисторного преобразователя 1 последовательно с резонансным контуром. Питание парафазного мультивибратора осуществляют от отдельного источника питания и от источника опорного напряжения (элементы 45, 46) путем подачи на него напряжения с выхода выпрямителя 12 ключевого транзисторного преобразователя напряжения 1 через емкостной фильтр 47. Резисторы 48, 49, 50, 51 задают необходимый рабочий режим транзисторов 4 и 5. Резонансный источник питания работает следующим образом. При включении источника питания ключевой транзисторный преобразователь 1 напряжения возбуждается за счет положительной обратной связи пусковой обмотки 44 дополнительного трансформатора 34 и начинает генерировать низкочастотные импульсы. На вторичной обмотке выходного трансформатора 11 появляется напряжение, которое через выпрямитель 12 запитывает микросхему на логических инверторах 28.31 парафазного мультивибратора. Мультивибратор начинает генерировать высокочастотные импульсы, которые поступают через трансформатор 34 на цепочке формирования базового тока транзисторов 4 и 5. Благодаря формированию базового тока транзисторов 4 и 5 преобразователя 1 с помощью блока 25 управления частотой и цепочек формирования базового тока (элементы 15.22) достигается уменьшение потерь в транзисторах 4 и 5 при их переключении. В момент t 1 (фиг. 2) происходит включение транзистора 4 (включение при нулевом напряжении). При таком резком скачке базового тока уменьшаются потери при включении транзистора. Транзистор включен и насыщен в течение времени t 1 t 2 . При этом базовый ток линейно уменьшается до значения i б мин. при котором транзистор еще насыщен. При значении i б время рассасывания t рас транзистора при его выключении будет минимальным, что приводит к уменьшению потерь при выключении транзистора. В течение времени t 2 t 3 , когда базовый ток принимает отрицательные значения, время выключения транзистора за счет дополнительного уменьшения t рас. уменьшается, благодаря чему снижаются тепловые потери при выключении транзистора. Таким образом, благодаря формированию базового тока транзисторов 4 и 5 специальной формы (фиг. 2) уменьшаются потери как при включении, так и при выключении транзисторов преобразователя 1. Когда транзистор 4 включается, ток в дросселе 8 начинает постепенно нарастать. Этот ток равен сумме тока в первичной обмотке трансформатора 11 и зарядного тока конденсатора 9. Когда напряжение на конденсаторе 9 и первичной обмотке трансформатора 11 сравняется с входным напряжением, падение напряжения на дросселе 8 станет равным нулю, после этого энергия, запасенная в дросселе 8, начинает заряжать конденсатор 9. Через интервал времени, который задается собственной резонансной частотой контура, ток в дросселе 8 и, следовательно, в транзисторе 4 станет равным нулю. Затем ток через дроссель 8 изменит направление и конденсатор 9 начинает разряжаться, поддерживая протекание тока через диод 23. При этом транзистор 4 выключается (переключение при нулевом токе). Резонансный полупериод зарядки конденсатора 10 начинается после выключения транзистора 4 и заканчивается перед включением транзистора 5. Когда оба транзистора выключены, энергия передается от дросселя 8 к конденсатору 10. По мере зарядки конденсатора 10 напряжение на транзисторе 4 увеличивается, а на транзисторе 5 уменьшается. Когда напряжение на транзисторе 5 спадает до нуля, происходит его включение без потерь, при этом диод 24 обеспечивает возврат энергии, оставшейся в дросселе 8, обратно на вход резонансного источника питания. Следующий полупериод идентичен первому и начинается, когда выключится транзистор 5. Теперь напряжение на транзисторе 5 будет возрастать, а напряжение на транзисторе 4 уменьшаться, и когда оно спадет до нуля, происходит включение транзистора 4 без потерь. Как и в других резонансных источниках питания, изменение рабочей частоты преобразователя 1 приводит к изменению выходного напряжения, причем рабочая частота преобразователя 1 выше его резонансной частоты, а рабочая точка преобразования расположена на правом склоне резонансной кривой контура (фиг. 3) на ее прямолинейном участке. Стабилизация выходного напряжения осуществляется за счет подачи напряжения отрицательной обратной связи с нагрузки 14 в блок 25 управления частотой и формирования в этом блоке импульсов управления транзисторами 4 и 5 преобразователя 17. В блоке 25 управления частотой осуществляется преобразование напряжения в сопротивление с помощью узла 26, а затем преобразование сопротивления в частоту с помощью узла 27. Модуляция частоты происходит за счет изменения сопротивления резистора 35, шунтируемого транзистором 41. Резистор 35 и конденсаторы 32, 33 и резисторы 36, 37 выполняют функцию времязадающих элементов парафазного мультивибратора. При уменьшении выходного напряжения от значения U 0 до U 2 за счет увеличения тока нагрузки частота парафазного мультивибратора уменьшается со значения f 1 до значения f 3 (фиг. 3), при этом выходное напряжение преобразователя 1 увеличивается до значения U 1 и компенсируется уменьшение выходного напряжения источника. Таким образом, выходное напряжение резонансного источника питания останется неизменным. Аналогично происходит стабилизация выходного напряжения за счет уменьшения тока нагрузки. На резонансной (регулировочной) характеристике (фиг. 3) рабочая точка преобразования смещается по линии f 1 , f 2 , f 3: чем больше ток в нагрузке, тем ближе рабочая точка к частоте и наоборот, чем меньше ток в нагрузке, тем ближе рабочая точка к частоте f 2 . При очень больших точка нагрузки или коротких замыканиях в нагрузке рабочая точка преобразования смещается влево за резонансную частоту f p , уменьшая напряжение практически до нуля (точка f 4 , фиг. 3). При этом защита от коротких замыканий источника питания осуществляется без применения каких-либо дополнительных элементов. Предложенная схема выполнения блока управления частотой, в частности, его узла преобразования сопротивления в частоту, является очень экономичной, т.к. отличается малым потреблением мощности. Таким образом данное изобретение позволяет повысить КПД резонансного источника питания.

ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ

1. Резонансный источник питания, содержащий ключевой транзисторный преобразователь напряжения, входом соединенный с входными выводами и выполненный в виде полумостовой схемы, в выходной цепи которой включен резонансный контур, состоящий из соединенных параллельно последовательной цепи на дросселе и первом конденсаторе и второго конденсатора, причем параллельно первому конденсатору включена первичная обмотка выходного трансформатора, вторичная обмотка которого через выпрямитель и фильтр соединена с выходом ключевого транзисторного преобразователя напряжения, подключенным к выходным выводам, и блок управления частотой, выходы которого подключены к управляющим входам ключевого транзисторного преобразователя напряжения, силовые выводы транзисторов которого шунтированы блокирующими диодами, отличающийся тем, что блок управления частотой выполнен в виде последовательно соединенных узла преобразования напряжения в сопротивление и узла преобразования сопротивления в частоту, в качестве транзисторов ключевого транзисторного преобразователя напряжения использованы биполярные транзисторы, базовые цепи которых снабжены цепочками формирования базового тока, выполненными в виде последовательно соединенных двух базовых резисторов и диода и на дополнительном конденсаторе, включенном между общей точкой базовых резисторов и свободным выводам диода, при этом управляющие входы транзисторов через соответствующие цепочки формирования базового тока соединены с соответствующими управляющими входами ключевого транзисторного преобразователя напряжения, а узел преобразования сопротивления в частоту выполнен в виде парафазного мультивибратора на четырех логических инверторах, третьем и четвертом конденсаторах, на дополнительном трансформаторе и трех резисторах, причем логические инверторы соединены попарно-последовательно, соответственно первый с вторым и третий с четвертым, третий конденсатор включен между выходом первого и входом третьего логических инверторов, а четвертый конденсатор включен между выходом третьего и входом первого логических инверторов, первый резистр включен параллельно выходу узла преобразования напряжения в сопротивление, через второй и третий резисторы соединенному с входами соответственно, первого и третьего логических инверторов, выходы второго и четвертого логических инверторов соединены с первичной обмоткой дополнительного трансформатора, две вторичные обмотки которого использованы в качестве выходов узла преобразования сопротивления в частоту и выходов блока управления частотой, входом, в качестве которого использован вход узла преобразования напряжения в сопротивление, подключенного к выходным выводам. 2. Источник питания по п.1, отличающийся тем, что узел преобразования напряжения в сопротивление выполнен на дополнительном транзисторе, выход которого использован в качестве выхода узла преобразования напряжения в сопротивление, переменном резисторе, использованном в качестве входа узла преобразования напряжения в сопротивление, и четвертом резисторе, включенном между входом и выходом узла преобразования напряжения в сопротивление, причем регулировочный вывод переменного резистора соединен с базой дополнительного транзистора. 3. Источник питания по пп.1 и 2 отличающийся тем, что логические инверторы выполнены на элементах 2И-НЕ. 4. Источник питания по пп.1 3, отличающийся тем, что дополнительный трансформатор снабжен пусковой обмоткой, включенной в выходную цепь ключевого транзисторного преобразователя напряжения последовательно с резонансным контуром.

65 нанометров - следующая цель зеленоградского завода «Ангстрем-Т», которая будет стоить 300-350 миллионов евро. Заявку на получение льготного кредита под модернизацию технологий производства предприятие уже подало во Внешэкономбанк (ВЭБ), сообщили на этой неделе «Ведомости» со ссылкой на председателя совета директоров завода Леонида Реймана. Сейчас «Ангстрем-Т» готовится запустить линию производства микросхем с топологией 90нм. Выплаты по прошлому кредиту ВЭБа, на который она приобреталась, начнутся в середине 2017 года.

Пекин обвалил Уолл-стрит

Ключевые американские индексы отметили первые дни Нового года рекордным падением, миллиардер Джордж Сорос уже предупредил о том, что мир ждет повторение кризиса 2008 года.

Первый российский потребительский процесор Baikal-T1 ценой $60 запускают в массовое производство

Компания «Байкал Электроникс» в начале 2016 года обещает запустить в промышленное производство российский процессор Baikal-T1 стоимостью около $60. Устройства будут пользоваться спросом, если этот спрос создаст государство, говорят участники рынка.

МТС и Ericsson будут вместе разрабатывать и внедрять 5G в России

ПАО "Мобильные ТелеСистемы" и компания Ericsson заключили соглашения о сотрудничестве в области разработки и внедрения технологии 5G в России. В пилотных проектах, в том числе во время ЧМ-2018, МТС намерен протестировать разработки шведского вендора. В начале следующего года оператор начнет диалог с Минкомсвязи по вопросам сформирования технических требований к пятому поколению мобильной связи.

Сергей Чемезов: Ростех уже входит в десятку крупнейших машиностроительных корпораций мира

Глава Ростеха Сергей Чемезов в интервью РБК ответил на острые вопросы: о системе «Платон», проблемах и перспективах АВТОВАЗа, интересах Госкорпорации в фармбизнесе, рассказал о международном сотрудничестве в условиях санкционного давления, импортозамещении, реорганизации, стратегии развития и новых возможностях в сложное время.

Ростех "огражданивается" и покушается на лавры Samsung и General Electric

Набсовет Ростеха утвердил "Стратегию развития до 2025 года". Основные задачи – увеличить долю высокотехнологичной гражданской продукции и догнать General Electric и Samsung по ключевым финансовым показателям.

Описываемое устройство обеспечивает исключительно высокий КПД преобразования, допускает регулирование выходного напряжения и его стабилизацию, устойчиво работает при вариации мощности нагрузки. Интересен и незаслуженно мало распространен этот вид преобразователей — квазирезонансный, который в значительной мере избавлен от недостатков других популярных схем. Идея создания такого преобразователя не нова, но практическая реализация стала целесообразной сравнительно недавно, после появления мощных высоковольтных транзисторов, допускающих значительный импульсный ток коллектора при напряжении насыщения около 1,5 В. Главная отличительная особенность и основное преимущество этого вида источника питания — высокий КПД преобразователя напряжения, достигающий 97...98% без учета потерь на выпрямителе вторичной цепи, которые, в основном, определяет ток нагрузки.

От обычного импульсного преобразователя, у которого к моменту закрывания переключательных транзисторов ток, протекающий через них, максимален, квазирезонансный отличается тем, что к моменту закрывания транзисторов их коллекторный ток близок к нулю. Причем уменьшение тока к моменту закрывания обеспечивают реактивные элементы устройства. От резонансного он отличается тем, что частота преобразования не определяется резонансной частотой коллекторной нагрузки. Благодаря этому можно регулировать выходное напряжение изменением частоты преобразования и реализовывать стабилизацию этого напряжения. Поскольку к моменту закрывания транзистора реактивные элементы снижают до минимума ток коллектора, базовый ток также будет минимальным и, следовательно, время закрывания транзистора уменьшается до значения времени его открывания. Таким образом, полностью снимается проблема сквозного тока, возникающего при переключении. На рис. 4.22 показана принципиальная схема автогенераторного нестабилизированного блока питания.

Основные технические характеристики:

Общий КПД блока, %..................................................................92;

Напряжение на выходе, В, при сопротивлении нагрузки 8 Ом....... 18;

Рабочая частота преобразователя, кГц.........................................20;

Максимальная выходная мощность, Вт...........................................55;

Максимальная амплитуда пульсации выходного напряжения с рабочей частотой, В

Основная доля потерь мощности в блоке падает на нагревание" выпрямительных диодов вторичной цепи, а КПД самого преобразователя таков, что нет необходимости в теплоотводах для транзисторов. Мощность потерь на каждом из них не превышает 0,4 Вт. Специального отбора транзисторов по каким-либо параметрам также не требуется. При замыкании выхода или превышении максимальной выходной мощности генерация срывается, защищая транзисторы от перегревания и пробоя.

Фильтр, состоящий из конденсаторов С1...СЗ и дросселя LI, L2, предназначен для защиты питающей сети от высокочастотных помех со стороны преобразователя. Запуск автогенератора обеспечивает цепь R4, С6 и конденсатор С5. Генерация колебаний происходит в результате действия положительной ОС через трансформатор Т1, а частоту их определяют индуктивность первичной обмотки этого трансформатора и сопротивление резистора R3 (при увеличении сопротивления частота увеличивается).

Дроссели LI, L2 и трансформатор Т1 наматывают на одинаковых кольцевых магнитопроводах К12х8хЗ из феррита 2000НМ. Обмотки дросселя выполняют одновременно, «в два провода», проводом ПЭЛШО-0,25; число витков — 20. Обмотка I трансформатора TI содержит 200 витков провода ПЭВ-2-0,1, намотанных внавал, равномерно по всему кольцу. Обмотки II и III намотаны «в два провода» — 4 витка провода ПЭЛШО-0,25; обмотка IV представляет собой виток такого же провода. Для трансформатора Т2 использован кольцевой магнитопровод К28х16х9 из феррита 3000НН. Обмотка I содержит 130 витков провода ПЭЛИ10-0,25, уложенных виток к витку. Обмотки II и III — по 25 витков провода ПЭЛШО-0,56; намотка — «в два провода», равномерно по кольцу.

Дроссель L3 содержит 20 витков провода ПЭЛИ10-0,25, намотанных на двух, сложенных вместе кольцевых магнитопроводах К12х8хЗ из феррита 2000НМ. Диоды VD7, VD8 необходимо установить на теплоотводы площадью рассеяния не менее 2 см2 каждый.

Описанное устройство было разработано для использования совместно с аналоговыми стабилизаторами на различные значения напряжения, поэтому потребности в глубоком подавлении пульсаций на выходе блока не возникало. Пульсации можно уменьшить до необходимого уровня, воспользовавшись обычными в таких случаях LC-фильтрами, как, например, в другом варианте этого преобразователя с такими основными техническими характеристиками:

Номинальное выходное напряжение, В.............................................5,

Максимальный выходной ток, А...................................................... 2;

Максимальная амплитуда пульсации, мВ........................................50;

Изменение выходного напряжения, мВ, не более, при изменении тока нагрузки

от 0,5 до 2 А и напряжения сети от 190 до 250 В........................150;

Максимальная частота преобразования, кГц.................................. 20.

Схема стабилизированного блока питания на основе квазирезо-нансного преобразователя представлена на рис. 4.23.

Выходное напряжение стабилизируется соответствующим изменением рабочей частоты преобразователя. Как и в предыдущем блоке, мощные транзисторы VT1 и VT2 в теплоотводах не нуждаются. Симметричное управление этими транзисторами реализовано с помощью отдельного задающего генератора импульсов, собранного на микросхеме DDI. Триггер DD1.1 работает в собственно генераторе.

Импульсы имеют постоянную длительность, заданную цепью R7, С12. Период же изменяется цепью ОС, в которую входит оптрон U1, так что напряжение на выходе блока поддерживается постоянным. Минимальный период задает цепь R8, С13. Триггер DDI.2 делит частоту следования этих импульсов на два, и напряжение формы «меандр» подается с прямого выхода на транзисторный усилитель тока VT4, VT5. Далее усиленные по току управляющие импульсы дифференцирует цепь R2, С7, а затем, уже укороченные до длительности примерно 1 мкс, они поступают через трансформатор Т1 в базовую цепь транзисторов VT1, VT2 преобразователя. Эти короткие импульсы служат лишь для переключения транзисторов — закрывания одного из них и открывания другого.

Кроме того, основная мощность от генератора возбуждения потребляется только в моменты переключения мощных транзисторов, поэтому средний ток, потребляемый им, мал и не превышает 3 мА с учетом тока стабилитрона VD5. Это и позволяет питать его прямо от первичной сети через гасящий резистор R1. Транзистор VT3 является усилителем напряжения сигнала управления, как в компенсационном стабилизаторе. Коэффициент стабилизации выходного напряжения блока прямо пропорционален статическому коэффициенту передачи тока этого транзистора.

Применение транзисторного оптрона U1 обеспечивает надежную гальваническую развязку вторичной цепи от сети и высокую помехозащищенность по входу управления задающего генератора. После очередного переключения транзисторов VT1, VT2 начинает подзаряжаться конденсатор СЮ и напряжение на базе транзистора VT3 начинает увеличиваться, коллекторный ток тоже увеличивается. В результате открывается транзистор оптрона, поддерживая в разряженном состоянии конденсатор С13 задающего генератора. После закрывания выпрямительных диодов VD8, VD9 конденсатор СЮ начинает разряжаться на нагрузку и напряжение на нем падает. Транзистор VT3 закрывается, в результате чего начинается зарядка конденсатора С13 через резистор R8. Как только конденсатор зарядится до напряжения переключения триггера DD1.1, на его прямом выходе установится высокий уровень напряжения. В этот момент происходит очередное переключение транзисторов VT1, VT2, а также разрядка конденсатора СИ через открывшийся транзистор оптрона.

Начинается очередной процесс подзарядки конденсатора СЮ, а триггер DD1.1 через 3...4 мкс снова вернется в нулевое состояние благодаря малой постоянной времени цепи R7, С12, после чего весь цикл управления повторяется, независимо от того, какой из транзисторов — VT1 или VT2 — открыт в текущий полу период. При включении источника, в начальный момент, когда конденсатор СЮ полностью разряжен, тока через светодиод оптрона нет, частота генерации максимальна и определена в основном постоянной времени цепи R8, С13 (постоянная времени цепи R7, С12 в несколько раз меньше). При указанных на схеме номиналах этих элементов эта частота будет около 40 кГц, а после ее деления триггером DDI.2 — 20 кГц. После зарядки конденсатора СЮ до рабочего напряжения в работу вступает стабилизирующая петля ОС на элементах VD10, VT3, U1, после чего и частота преобразования уже будет зависеть от входного напряжения и тока нагрузки. Колебания напряжения на конденсаторе СЮ сглаживает фильтр L4, С9. Дроссели LI, L2 и L3 — такие же, как в предыдущем блоке.

Трансформатор Т1 выполнен на двух сложенных вместе кольцевых магнитопроводах К12x8x3 из феррита 2000НМ. Первичная обмотка намотана внавал равномерно по всему кольцу и содержит 320 витков провода ПЭВ-2-0,08. Обмотки II и III содержат по 40 витков провода ПЭЛ1110-0,15; их наматывают «в два провода». Обмотка IV состоит из 8 витков провода ПЭЛШО-0,25. Трансформатор Т2 выполнен на кольцевом магнитопроводе К28х16х9 из феррита 3000НН. Обмотка I — 120 витков провода ПЭЛШО-0,15, а II и III — по 6 витков провода ПЭЛ1110-0,56, намотанных «в два провода». Вместо провода ПЭЛШО можно использовать провод ПЭВ-2 соответствующего диаметра, но при этом между обмотками необходимо прокладывать два-три слоя лакоткани.

Дроссель L4 содержит 25 витков провода ПЭВ-2-0,56, намотанных на кольцевой магнитопровод К12х6х4,5 из феррита 100НН1. Подойдет также любой готовый дроссель индуктивностью 30...60 мкГн на ток насыщения не менее 3 А и рабочую частоту 20 кГц. Все постоянные резисторы — MJIT. Резистор R4 — подстроенный, любого типа. Конденсаторы С1...С4, С8 — К73-17, С5, С6, С9, СЮ - К50-24, остальные - КМ-6. Стабилитрон КС212К можно заменить на КС212Ж или КС512А. Диоды VD8, VD9 необходимо установить на радиаторы площадью рассеяния не менее 20 см2 каждый. КПД обоих блоков можно повысить, если вместо диодов КД213А использовать диоды Шоттки, например, любые из серии КД2997. В этом случае теплоотводы для диодов не потребуются.

Принцип реализации вторичной мощности за счёт применения дополнительных устройств, обеспечивающих энергией схемы, уже достаточно давно используется в большей части электроприборов. Этими устройствами являются блоки питания . Они служат для преобразования напряжения до необходимого уровня. БП могут быть как встроенными, так и отдельными элементами. Принципов преобразования электроэнергии существует два. Первый основан на применении аналоговых трансформаторов, а второй основан на использовании импульсных блоков питания. Разница между этими принципами довольно большая, но, к сожалению, не все её понимают. В этой статье разберёмся, как работает импульсный блок питания и чем же он так отличается от аналогового. Давайте же начнём. Поехали!

Первыми появились именно трансформаторные БП. Их принцип работы заключается в том, что они меняют структуру напряжения с помощью силового трансформатора, который подключён к сети 220 В. Там снижается амплитуда синусоидальной гармоники, которая направляется дальше к выпрямительному устройству. Затем происходит сглаживание напряжения параллельно подключенной ёмкостью, которая подбирается по допустимой мощности. Регулирование напряжения на выходных клеммах обеспечивается благодаря смене положения подстроечных резисторов.

Теперь перейдём к импульсным БП. Они появились несколько позже, однако, сразу завоевали немалую популярность за счёт ряда положительных особенностей, а именно:

• Доступности комплектования;
• Надёжности;
• Возможности расширить рабочий диапазон для выходных напряжений.

Все устройства, в которых заложен принцип импульсного питания, практически ничем не отличаются друг от друга.

Элементами импульсного БП являются:

• Линейный источник питания;
• Источник питания Standby;
• Генератор (ЗПИ, управление);
• Ключевой транзистор;
• Оптопара;
• Цепи управления.

Чтобы подобрать блок питания с конкретным набором параметров, воспользуйтесь сайтом ChipHunt.

Давайте, наконец, разберёмся, как работает импульсный блок питания. В нём применяются принципы взаимодействия элементов инверторной схемы и именно благодаря этому достигается стабилизированное напряжение.

Сперва на выпрямитель поступает обычное напряжение 220 В, далее происходит сглаживание амплитуды при помощи конденсаторов ёмкостного фильтра. После этого выполняется выпрямление проходящих синусоид выходным диодным мостом. Затем происходит преобразование синусоид в импульсы высоких частот. Преобразование может выполняться либо с гальваническим отделением сети питания от выходных цепей, либо без выполнения такой развязки.

Если БП с гальванической развязкой, то сигналы высокой частоты направляются на трансформатор, который и осуществляет гальваническую развязку. Для увеличения эффективности трансформатора повышается частота.

Работа импульсного БП основана на взаимодействии трёх цепочек:

• ШИМ-контроллера (управляет преобразованием широтно-импульсной модуляции);
• Каскада силовых ключей (состоит из транзисторов, которые включаются по одной из трёх схем: мостовой, полумостовой, со средней точкой);
• Импульсного трансформатора (имеет первичную и вторичную обмотки, которые монтируются вокруг магнитопровода).

Если же блок питания без развязки, то ВСЧ разделительный трансформатор не используется, при этом сигнал подаётся сразу на фильтр низких частот.

Сравнивая импульсные блоки питания с аналоговыми, можно увидеть очевидные преимущества первых. ИБП имеют меньший вес, при этом их КПД значительно выше. Они имеют более широкий диапазон питающих напряжений и встроенную защиту. Стоимость таких БП, как правило, ниже.

Из недостатков можно выделить наличие высокочастотных помех и ограничений по мощности (как при высоких, так и при низких нагрузках).

Проверить ИБП можно при помощи обычной лампы накаливания. Обратите внимание, что не следует подключать лампу в разрыв удалённого транзистора, поскольку первичная обмотка не рассчитана на то, чтобы пропускать постоянный ток, поэтому ни в коем случае нельзя допускать его пропускания.

Если лампа светится, значит, БП работает нормально, если же не светится, то блок питания не работает. Короткая вспышка говорит о том, что ИБП блокируется сразу после запуска. Очень яркое свечение свидетельствует об отсутствии стабилизации выходного напряжения.

Теперь вы будете знать на чём основан принцип работы импульсного и обычного аналогового блоков питания. Каждый из них имеет свои особенности строения и работы, которые следует понимать. Также вы сможете проверить работоспособность ИБП при помощи обычной лампы накаливания. Пишите в комментариях была полезной для вас эта статья и задавайте любые интересующие вопросы по рассмотренной теме.