Renesas HA16163 컨트롤러를 기반으로 하는 동기 정류 기능을 갖춘 고효율 준공진형 전원 공급 장치 구축. 스위칭 전원 공급 장치의 모든 것 고효율 회로를 갖춘 공진형 전원 공급 장치

본 글은 보내주신 자료를 바탕으로 작성되었습니다. 알렉산더 게르마노비치 세메노프, 키시나우 소재 러시아-몰도바 기업 "Elkon"의 과학 및 생산 이사입니다. 해당 기업의 수석 엔지니어도 기사 준비에 참여했습니다. 알렉산더 아나톨리예비치 페닌. 알렉산더 게르마노비치(Alexander Germanovich)는 다음과 같이 썼습니다.
"전원 공급 장치 분야를 전문으로 하는 우리는 지금까지 알려진 것과는 다른 출력 매개변수를 심층적으로 조정하여 공진 변환기를 구성하는 방법을 개발했습니다. 이 방법에 대해 국제 특허를 받았습니다. 이 방법의 장점은 가장 큽니다. 이는 500에서 수십 킬로와트의 강력한 소스를 구성할 때 완전히 나타납니다. 컨버터는 어떤 모드에서도 스위치 전류가 실질적으로 중단되지 않기 때문에 출력 단락에 대한 빠른 보호 회로가 필요하지 않습니다. 통과 전류가 발생할 가능성 물리적으로(피드백 없이) 컨버터가 전류원이기 때문에 이제 공급망 정류기의 필터 커패시터를 컨버터의 출력으로 전달할 수 있어 0.92-0.96의 역률을 얻을 수 있습니다. 부하에 따라 공진 회로의 주파수는 변하지 않으며 이를 통해 모든 방향에서 변환기의 방사선을 효과적으로 필터링할 수 있습니다. 실제 구현은 전기 화학적 보호를 위한 전류원(음극 보호 스테이션)의 형태로 수행됩니다. 엘콘 브랜드의 전력 600, 1500, 3000 및 5000W. 공칭 모드의 효율성은 0.93-095 수준입니다. SKZ는 NPO "VZLET"의 인증 테스트를 통과했습니다. 느리고 지연되는 구현이 있습니다. 이 모든 것이 아이디어의 실행 가능성을 확인합니다. 하지만 상업적인 성공을 위해서는 아이디어를 대중화시켜 관심을 끌 필요가 있다고 생각한다"고 말했다.
글쎄요, 동료를 돕는 것은 언제나 즐거운 일입니다. 특히 Elcon 제품의 기본 아이디어가 참신하기 때문입니다.

현재 전력전자기기와 전문가용으로 개발된 기기들은 무게, 크기, 효율성, 신뢰성, 비용 등의 기준에 따라 적극적으로 최적화되고 있습니다. 이러한 요구 사항은 점점 더 엄격해지고 있습니다. 즉, 고객은 크기와 무게가 최소화되면서 동시에 고효율, 고신뢰성, 저비용을 갖춘 장치를 원합니다.

제품의 소비자 특성을 개선하려면 변환의 작동 주파수를 높이고, 전력 요소의 전력 손실을 줄이고, 회로 전력 부분의 동적 과부하를 줄이거나 제거하는 등 잘 알려진 조치를 취해야 합니다. 종종 이러한 조치는 서로 모순되며, 특정 결과를 얻기 위해 개발자는 때로는 매우 어려운 타협을 합니다. 따라서 변환기 기술의 매개변수를 더욱 최적화하는 것은 이러한 장치를 구성하는 새로운 원리로 전환해야만 가능합니다.

Elcon이 제공하는 전압 조정 방법이 근본적으로 어떻게 다른지, 거기에 어떤 참신함이 있는지 이해하기 위해 먼저 전통적인 조정기 설계에 대해 이야기해 보겠습니다. 전력 전자 분야에서 중요한 종류의 장치인 DC-DC 변환기(DC/DC 변환기)는 전통적으로 다음 구성표에 따라 제작되었습니다. 1차 링크는 DC 전압을 고주파 교류 전압으로 변환합니다. 2차 링크는 교류 전압을 직류 전압으로 변환합니다. 변환기에는 일반적으로 출력 DC 전압을 제어하거나 이를 필요한 수준으로 유지하는 조정기가 포함되어 있습니다.

고주파 변환은 다양한 회로를 사용하여 수행할 수 있지만 푸시풀 회로에 대해 이야기하면 전원 스위치 전류가 직사각형 모양인 회로와 정현파(또는 준정현파)가 있는 공진 회로의 두 가지 유형을 지정할 수 있습니다. ) 스위치 전류의 모양.

컨버터의 작동 효율은 작동 전류 값을 스위칭할 때 전력 요소의 동적 스위칭 손실에 의해 크게 결정됩니다. 100W 이상의 전력을 갖는 컨버터를 개발한 경험을 통해 주로 스위칭 시간이 짧은 스위칭 소자(트랜지스터)를 사용하고 올바른 스위칭 궤적을 형성함으로써 이러한 손실을 줄일 수 있음을 알 수 있습니다. 물론 현재 요소 기반은 상당히 높은 동적 특성을 가지고 있지만 그럼에도 불구하고 여전히 이상적이지는 않습니다. 따라서 기술적인 한계로 인해 전원 회로 요소에 상당한 과전압이 발생하는 경우가 많으며 이는 컨버터의 전반적인 신뢰성이 저하됨을 의미합니다.

올바른 스위칭 경로를 형성하는 것은 중요한 작업이며, 이는 스위칭 과전압을 크게 줄일 수도 있습니다. 이 방법은 스위칭 소자(트랜지스터 스위치)의 실제 전력 부분과 형성 소자 사이에 에너지를 재분배함으로써 소위 "소프트" 스위칭을 제공합니다. 손실 감소는 축적된 에너지의 반환으로 인해 발생합니다. 성형 요소의 잘 알려진 대표자는 모든 종류의 RCD 회로, 댐핑 저항기, 스너버 등이라는 점을 상기해 보겠습니다.

실제 변환기를 개발하는 관행에 따르면 수백 와트에서 수천 와트의 정격 전력을 가진 장치를 만들 때 말 그대로 모든 와트의 유효 전력에 대해 "주어" 열 손실을 최대한 줄여 전체 전력량을 줄여야 함을 알 수 있습니다. 변환기의 효율성.

또 다른 문제는 부하의 단락(단락)에 대한 고속 보호의 필요성과 관련이 있습니다. 문제는 주로 보호 속도가 너무 빠르면 허위 경보가 발생하기 쉬워 위험이 없음에도 컨버터가 트립된다는 점입니다. 너무 느린 보호는 잘못된 경보를 방지하지만 장치를 보호할 가능성은 낮습니다. 최적의 보호를 설계하려면 많은 노력이 필요합니다.

위와 관련하여 기존 고주파 변환기는 전력 변환 기술에 대한 현대적인 요구 사항을 완전히 충족하지 못합니다. 이러한 장치를 구성하는 새로운 방법을 찾을 필요가 있습니다.

최근 엔지니어들은 잠재력이 큰 장치로 공진형 변환기에 주목하고 있습니다. 공진 변환기에서는 동적 손실이 근본적으로 낮고 간섭이 훨씬 적습니다. 왜냐하면 스위칭은 고조파가 풍부한 직선 에지에서 발생하지 않고 정현파에 가까운 부드러운 신호 형태로 발생하기 때문입니다. 공진형 변환기는 더 안정적이며 단락 전류가 자연적으로 제한되기 때문에 부하의 단락(단락)에 대한 빠른 보호가 필요하지 않습니다. 사실, 전류의 정현파 형태로 인해 전력 요소의 정적 손실이 다소 증가하지만 공진 변환기는 전력 요소의 스위칭 역학을 크게 요구하지 않기 때문에 포화 전압이 더 낮은 표준 등급 IGBT 트랜지스터를 사용할 수 있습니다. 워프 속도 IGBT 트랜지스터보다. SIT 트랜지스터와 바이폴라 트랜지스터에 대해서도 생각할 수 있지만 사이트 작성자의 의견으로는 이러한 맥락에서 후자를 기억하지 않는 것이 좋습니다.

전원 회로 구성의 관점에서 볼 때 공진 변환기는 간단하고 안정적입니다. 그러나 지금까지는 출력 전압 조정의 근본적인 문제로 인해 기존 하프 브리지 및 풀 브리지 컨버터를 대체할 수 없었습니다. 기존 컨버터는 펄스폭 변조(PWM) 기반 제어 원리를 사용하므로 여기에는 어려움이 없습니다. 공진형 컨버터에서 PWM 및 기타 특수 방법(예: 스위칭 주파수를 변경하여 주파수 조정)을 사용하면 동적 손실이 증가하며 경우에 따라 기존 컨버터의 손실과 비슷하거나 심지어 이를 초과하기도 합니다. 회로 형성의 사용은 제한된 주파수 범위와 매우 작은 조절 깊이에서 그 자체를 정당화합니다. 스위칭 주파수를 대폭 감소시켜 평균 부하 전류를 감소시켜 출력 전력을 감소시키는 약간 더 효과적인 방법이 있습니다. 그러나 이러한 주파수 조정 방법은 절충안이라고도 할 수 있으므로 현대 요구 사항을 충분히 충족시키지 못합니다.

그럼에도 불구하고 공진 변환기는 매우 유혹적이어서 효율성과 조절 깊이를 높이기 위해 몇 가지 더 많은 방법이 발명되었습니다. 아쉽게도 이러한 아이디어 역시 효과가 충분하지 않은 것으로 판명되었습니다. 출력에 설치된 추가 펄스 조정기를 사용하면 다른 변환 링크를 사용해야 하므로 효율성이 떨어집니다. 변압기의 스위칭 턴을 사용한 설계는 컨버터를 상당히 복잡하게 만들고 비용을 증가시키며 소비자 영역에서 사용할 수 없게 만듭니다.

위에서부터 공진형 변환기의 광범위한 사용을 방해하는 주요 문제는 출력 전압을 심층적으로 조정하는 효과적인 방법을 만드는 데 있다는 결론을 내릴 수 있습니다. 이 문제가 해결되면 전력 전자 장치의 특성을 크게 개선하고 이미 개발된 변환기 기술 적용 분야와 새로운 응용 분야로의 배포가 가능할 것입니다.

Elkon 전문가들은 스위칭 주파수를 줄여 제어 방법에 대한 연구에 상당한 진전을 이루었습니다. 공진 회로의 주요 이점, 즉 제로 전류에서 스위칭 스위칭을 유지하기 때문에 기본으로 사용된 방법입니다. 기존 공진형 변환기에서 발생하는 프로세스에 대한 연구를 통해 회로를 개선하고 광범위한 부하 및 허용 가능한 주파수 범위에서 보다 효과적인 제어 메커니즘을 찾을 수 있었으며 이는 국제 특허의 기초가 되었습니다. 또한, 정격 부하 모드와 단락 모드 모두에서 동일한 진폭의 전력 트랜지스터 전류를 달성할 수 있었고, 최대 스위칭 주파수에서도 전력 트랜지스터를 통한 통과 전류가 없으며 "소프트" 부하 특성( 기존 공진 변환기보다 훨씬 뛰어납니다.)

현대화된 공진형 변환기의 전체 회로는 Elcon의 노하우의 주제입니다. 그러나 독자가 개선 사항을 이해할 수 있도록 "제어된 공진형 DC 전압 변환 방법" 특허의 정보가 아래에 제공됩니다.

본 발명은 다양한 응용 분야를 위한 강력하고 저렴하며 효율적인 조정 가능한 고주파 트랜지스터 공진 전압 변환기를 구현하기 위한 것입니다. 용접 변환기, 유도 가열 설비, 무선 전송 장치 등이 될 수 있습니다.

조정 가능한 공진 전압 변환기의 프로토타입이 게시되었습니다. 프로토타입에서는 자체 주기 To와 전원 스위치의 스위칭 주기 Tk를 사용하여 진동이 생성됩니다. 용량성 및 유도성 에너지 저장 장치는 정전압 소스에서 소비하고 에너지의 일부를 정류기를 통해 부하로 전달하는 데 사용됩니다. To에 가까운 스위칭 주파수 Tk의 자연 진동 주기 To를 갖는 공진의 디튜닝으로 인해 전압 조정이 수행됩니다.

위에서 언급한 바와 같이, 디튜닝은 동적 손실을 크게 증가시키고 일반적으로 컨버터의 신뢰성을 감소시킵니다. 왜냐하면 디튜닝은 공진 컨버터의 주요 이점인 제로 전류에서 스위칭을 잃기 때문입니다. 이 모든 것은 이 방법이 저전력 변환기에서만 사용하는 것이 바람직하다는 사실로 이어집니다.

더 가까운 프로토타입이 작품에 공개되었습니다. 이 프로토타입은 또한 자체 주기 To와 키 전환 주기 Tk를 사용하여 진동을 생성하지만 Tk>To입니다. 용량성 및 유도성 에너지 저장 장치는 정전압 소스에서 소비하고 에너지의 일부를 정류기를 통해 부하로 전달하는 데 사용됩니다. 출력 전압은 스위칭 기간 Tk를 변경하여 조절됩니다. 그러나 여기서 용량성 저장 장치의 초과 에너지는 부하를 통한 용량성 저장 장치의 방전으로 인해 전원으로 다시 반환되고, 추가 유도성 저장 장치를 사용하여 전원 스위치의 전류 펄스 앞부분이 제한됩니다. 이 방법은 공진 변환기의 주요 장점, 즉 제로 전류에서 전원 스위치를 전환하는 기능을 유지합니다.

불행하게도 이 프로토타입에는 여러 가지 단점도 있습니다. 근본적인 단점 중 하나는 정격 또는 최대 주파수에서 부하 회로에 과부하 또는 단락이 발생하는 경우 스위치 전류가 증가한다는 것입니다. 이 경우 유도성 소자는 많은 양의 에너지를 저장하므로 단시간(Tk-To)/2 내에 전원으로 완전히 복귀할 시간이 없습니다. 또 다른 단점은 정류 에지가 설정되었음에도 불구하고 스위치를 통한 전류가 강제로 차단된다는 점입니다. 여기에는 핵심 요소에 대한 복잡한 보호가 필요하며, 이로 인해 전압 조정의 전체 범위가 좁아지고 이로 인해 컨버터의 적용 범위가 좁아집니다.

이 방법을 구현할 수 있는 장치는 용량성 전압 분배기(용량성 저장소)와 유도성 저장소가 있는 기존 공진형 하프 브리지 변환기이며, 하프 브리지 트랜지스터 랙과 용량성 분배기의 중간 단자 사이에 부하가 연결됩니다. . 추가 유도 축전지는 각 핵심 요소의 분기 또는 회로에 포함됩니다.

Elcon이 제안한 장치는 광범위한 부하 전압 조정을 제공하는 문제를 해결하여 적용 범위를 확장합니다. 새로운 방법에서는 프로토타입과 몇 가지 유사점을 찾을 수 있습니다. 진동은 고유 주기 To 및 스위칭 주기 Tk로 생성됩니다. Tk>To를 사용하면 용량성 및 유도성 저장 장치도 정전압 소스에서 소비하는 데 사용됩니다. 에너지의 일부는 정류기를 통해 부하로 전달되고, 용량성 저장 장치의 초과 에너지는 다시 소스로 반환되며, Tk를 변경하여 전압 조정이 수행됩니다. 이 방법의 참신함은 첫 번째 진동과 동시에 동일한 용량성 저장소와 두 번째 유도성 저장소를 사용하여 자체 주기 To 및 스위칭 주기 Tk를 사용하여 두 번째 발진이 생성되고 용량성 저장소에서 에너지를 소비하고 에너지를 전달한다는 사실에 있습니다. 정류기를 사용하여 부하에 연결합니다.

제안된 방법의 주요 특징은 주요 요소를 통해 첫 번째 및 두 번째 진동의 전류가 동시에 흐르므로 이를 통해 전체 전류가 중단되지 않고 유도 저장 장치의 에너지가 반환될 수 있다는 것입니다. 단락이 발생하더라도 최대 주파수로 작동합니다. 동시에 주요 요소의 현재 진폭은 공칭 값 수준으로 유지됩니다. 이 방법은 스위칭 기간 Tk의 전체 범위에 걸쳐 "작동"하여 공진 변환기의 문제를 성공적으로 해결합니다.

에 표시된 장치 그림 1에는 제어된 마스터 펄스 발생기(1)가 포함되어 있으며 그 출력은 트랜지스터(2) 및 (3)의 게이트에 연결되어 하프 브리지 랙(하프 브리지 암)을 형성합니다. (5)로 지정된 용량성 저장소(공진 커패시터)를 통한 트랜지스터(2)와 (3)의 공통 연결 지점은 변압기 정류기 부하(6)의 단자 중 하나에 연결됩니다. (7)과 (8)로 지정된 유도 축전지(공진 초크)는 직렬로 연결됩니다. 공통 연결 지점은 다른 부하 단자(6)에 연결됩니다. 공급 전압원(9)은 인덕터(7)의 하부 단자와 트랜지스터(2)의 이미터에 연결된다. 인덕터(8)의 상부 단자는 트랜지스터(3)의 컬렉터에 연결된다.

~에 그림 2이 공진 변환기의 작동을 보여주는 그래프가 표시됩니다. 마스터 발진기(1)는 다음과 같은 파라위상 제어 펄스를 생성합니다. 그림 2 a-b, 기간 To/2 및 조정 가능한 스위칭 기간 Tk. 이는 차례로 트랜지스터 (2)와 (3)을 엽니다. 컨버터의 정상 상태 작동 모드에서 시간 t1에 제어 펄스가 트랜지스터(2)에 적용되고 정현파 전류 펄스 I1이 이를 통해 흐르기 시작합니다. 그림 2c, - 소위 "첫 번째 진동". 동시에 전류 I2는 트랜지스터(3)의 역평행(반대) 다이오드(4)를 통해 계속해서 흐르며, 이는 "두 번째 진동"입니다.

그림 3 회로의 첫 번째 사이클

~에 그림 3간격(t1…t2)에서의 동작을 반영하여 회로 작동의 첫 번째 주기가 표시됩니다. 전압 U5를 갖는 공진 커패시터(5), 그 그래프는 다음과 같습니다. 그림 2d., 변압기(6.1), 정류기(6.2) 및 부하 자체(6.3)를 포함하는 변압기 정류기 부하(6)를 통해 재충전됩니다. 첫 번째 공진 초크(7)는 에너지를 저장합니다. 동시에, 공진 커패시터(5)는 전압 U8로 제2 공진 초크(8)를 통해 방전되며, 그 그래프는 다음과 같습니다. 그림 2d. 인덕터(8)는 그래프에 표시된 극성에 따라 에너지를 저장합니다.

그림 4 회로의 두 번째 사이클

~에 그림 4간격(t2…t3)에서의 동작을 반영하여 회로 작동의 두 번째 주기가 표시됩니다. 공진 커패시터(5)는 변압기 정류기 부하(6)와 첫 번째 공진 초크(7)를 통해 계속해서 재충전됩니다. 또한, 공진 커패시터(5)는 이미 지정된 극성에 따라 에너지를 방출하는 두 번째 공진 초크(8)를 통해 재충전됩니다.

그림 5 회로의 세 번째 사이클

~에 그림 5간격(t3…t4)에서의 동작을 반영하여 회로 작동의 세 번째 주기가 표시됩니다. 공진 커패시터(5)는 그래프에 표시된 전압 U7로 변압기 정류기 부하(6)와 첫 번째 공진 초크(7)를 통해 계속 충전됩니다. 그림 2e. 동시에, 공진 커패시터(5)는 제2 공진 인덕터(8)로부터 이미 충전되어 있으며, 지정된 극성에 따라 에너지를 계속 방출합니다.

그림 6 회로의 네 번째 사이클

~에 그림 6간격(t4…t5)에서의 동작을 반영하여 회로 작동의 네 번째 주기가 표시됩니다. 공진 커패시터(5)는 변압기 정류기 부하(6)와 그림에 표시된 극성에 따라 이미 에너지를 방출하는 첫 번째 공진 인덕터(7)를 통해 계속 충전됩니다. 동시에, 공진 커패시터(5)는 제2 공진 인덕터(8)에 의해 계속해서 충전된다.

~에 그림 8회로의 여섯 번째 클록 사이클은 간격(t6...t7)에서의 동작을 반영하여 표시됩니다. 공진 커패시터(5)는 이미 변압기 정류기 부하(6)와 첫 번째 공진 인덕터(7)를 통해 에너지를 전원(9)에 전달합니다. 전류 I1은 방향을 바꿉니다.

그림 9 회로의 일곱 번째 사이클

~에 그림 9회로의 일곱 번째 클록 사이클은 간격(t7...t8)에서의 동작을 반영하여 표시됩니다. 제어 펄스는 트랜지스터(3)에 공급되고 사인파 전류 펄스 I2는 다음과 같이 흐르기 시작합니다. 그림 2c, 이 트랜지스터를 통해("두 번째 진동"). 전류 I1은 또한 트랜지스터(2)의 역병렬 다이오드(10)를 통해 계속해서 흐르며, 이는 "첫 번째 진동"입니다. 공진 커패시터(5)는 변압기 정류기 부하(6)와 제1 공진 인덕터(7)를 통해 공급 전압원(9)과 제2 공진 인덕터(8)에 에너지를 공급합니다.

~에 그림 11간격(t9…t10)에서의 동작을 반영하여 회로 작동의 9번째 사이클이 표시됩니다. 모든 저장 장치는 에너지를 포기합니다.

~에 그림 13간격(t11…t1)에서의 동작을 반영하여 회로 작동의 최종 주기가 표시됩니다. 공진 커패시터(5)가 방전된 후 프로세스가 반복됩니다.

참고: t6-t7 시간 간격에서는 전류 I1의 방향이 바뀌므로 에너지가 소스로 반환됩니다. 전류 I1의 음의 진폭은 변환기의 부하에 의해 결정됩니다. 이 사실은 이 방법의 추가 장점을 결정합니다. 즉, 부하에서 단락이 발생할 때까지 스위치를 통과하는 전류의 진폭이 증가하지 않습니다. 또한 통과 전류 문제가 전혀 없어 트랜지스터 제어가 단순화되고 신뢰성이 높아집니다. 단락 모드를 방지하기 위해 빠른 보호 기능을 생성하는 문제도 사라집니다.

이 아이디어는 Elcon이 현재 생산하고 있는 직렬 제품뿐만 아니라 프로토타입의 기초가 되었습니다. 예를 들어, 지하 파이프라인용 음극 보호 스테이션용으로 설계된 1.8kW 전력의 전압 변환기는 220V 50Hz의 단상 AC 네트워크로 전원을 공급받습니다. 대향 다이오드가 내장된 초고속 IGBT 유형 IGBT 트랜지스터를 사용하며 공진 커패시터(5)의 커패시턴스는 0.15μF, 공진 초크(7) 및 (8)의 인덕턴스는 각각 25μH입니다. 자연 진동 주기 To는 12μs이고, 변압기(6.1)의 변환 비율은 0.5이며, 이는 정격 부하 범위(0.8…2.0)Ω을 결정합니다. 스위칭 기간 Tk의 최소값이 13μs(스위칭 주파수 fk는 77kHz)이고 부하가 1Ω인 경우 전류 I1 및 I2의 진폭은 각각 +29A 및 -7A입니다. 0.5Ω 부하의 경우 전류 I1과 I2의 진폭은 각각 플러스 29A와 마이너스 14A였습니다. 단락의 경우 이 값은 평균 플러스 29A와 마이너스 21A입니다. 부하를 통과하는 전류는 50A입니다. 즉, 단락 전류를 제한하는 효과가 나타납니다.

~에 그림 14변환기의 조정 특성군을 보여줍니다. 전체 스위칭 주파수 범위에 걸쳐 스위칭 펄스는 제로 전류에서 적용된다는 점에 유의하는 것이 중요합니다. 이러한 결과는 OrCAD 9.1 회로 모델링 시스템에서 얻은 다음 실제 크기의 프로토타입에서 테스트되었습니다.

비교를 위해, 그림 15전력이 유사한 기존 공진 변환기의 조정 특성 제품군이 제시됩니다. 최소 스위칭 기간 Tk는 통과 전류의 발생으로 인해 증가하며 14μs입니다(스위칭 주파수 fk가 72kHz인 경우). 이 정격 주파수에 대해 제로 전류 스위칭 모드가 수행됩니다. 부하 저항이 1Ω인 경우 부하 전류의 진폭은 30A이고, 저항이 0.5Ω인 경우 진폭은 이미 58A입니다. 단락의 경우 트랜지스터를 통과하는 전류의 진폭은 100A 이상이되고 전력 트랜지스터의 스위칭은 더 이상 제로 전류에서 발생하지 않으며 평균 부하 전류는 180A 이상이됩니다. 이전에는 사고를 피하기 위해 신속한 단락 보호가 필요했습니다.

제어 섹션 "A"(가는 선)는 전류가 0이 아닌 스위칭 모드를 특징으로 합니다. 실질적인 관심은 스위칭 주파수가 공칭 주파수보다 2배 이상 낮은 조절 섹션 "B"입니다. 이러한 방식의 기존 컨버터에 대한 조절 깊이는 Elkon 컨버터보다 훨씬 적으며, 더 낮은 스위칭 주파수에서 작동해야 하므로 기존 컨버터의 특정 에너지 성능이 악화된다는 점을 알 수 있습니다. 제안된 Elkon 컨버터는 실질적으로 허용 가능한 제어 특성과 스위칭 주파수의 변화 범위를 갖습니다.

소프트 부하 특성을 고려하면 교류 전압에서 병렬로 연결된 두 컨버터의 위상 조정으로 인해 출력 전압을 고정 주파수로 조정하는 것이 가능합니다. 이 옵션은 1.2kW 프로토타입에서 테스트되었습니다. 출력 전압은 0에서 최대까지 다양합니다.

얻은 결과는 새로운 공진 변환 방법을 사용하는 전압 변환기가 수십 kW 이상의 PWM 조정 기능을 갖춘 기존 변환기를 사용하는 모든 영역에서 더 폭넓게 응용될 것임을 시사합니다.

그리고 지금 - 직렬 제품에 대해 조금. Elkon 기업은 다음을 생산합니다.
- 공칭 모드 효율이 93% 이상인 0.6, 1.5, 3.0 및 5.0kW의 출력을 갖는 음극 보호 스테이션
- 220V 50Hz 네트워크에서 전력을 공급받는 5.0kW 및 8.0kW의 수동 아크 용접 소스
- 380V 50Hz의 3상 네트워크로 구동되는 12kW 전력의 수동 아크 용접 소스
- 220V 50Hz 네트워크에서 전력을 공급받는 7.0kW의 전력으로 단조 블랭크를 가열하는 소스
- 입력 전압이 200~650V이고 출력 전압이 400V인 5.0kW 전력의 고전압 태양전지용 변환기 주파수 100Hz의 정현파 법칙에 따라 변환기의 출력 전압을 변조하고 그에 따른 반파장 분포를 통해 전기가 태양전지에서 220V 50Hz 네트워크로 전송됩니다.
회사 직원들은 이 아이디어가 용접 장비 설계에 종사하는 숙련된 라디오 아마추어에게도 영감을 주기를 바랍니다.

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특허 PCT/MD 03/00001. 2002년 5월 16일, H02M3/337 그들이 쓰는 것

용도: 고주파 스위칭 전원 공급 장치 개발. 본 발명의 본질: 전원은 트랜지스터 4.5와 커패시터 6.7의 하프 브리지 회로 형태로 만들어진 주요 트랜지스터 전압 변환기 1과 직렬 연결된 형태로 만들어진 주파수 제어 장치 25를 보유합니다. 전압을 저항으로 변환하는 노드 26과 저항을 주파수로 변환하는 노드 27 컨버터 1의 출력 회로는 인덕터 8과 커패시터 9, 10으로 구성된 공진 회로를 포함합니다. 출력 전압 변화에 따른 컨버터 1의 작동 주파수 변화를 안정화합니다. 블록 25와 요소 15-22에 만들어진 체인을 사용하여 트랜지스터 4, 5의 베이스 전류의 특별한 형태를 형성하면 전류가 켜지고 트랜지스터 4, 5가 꺼질 때 손실이 줄어듭니다. f-ly, 3 병.

본 발명은 전기 공학에 관한 것이며 고품질 스위칭 전원 공급 장치의 개발에 사용될 수 있습니다. 알려진 펄스 전압 안정기는 푸시-풀 하프 브리지 전압 변환기를 포함하고, 입력은 입력 단자에 연결되고, 출력은 정류기와 필터를 통해 출력 단자, 펄스 폭 변조기, 출력단에 연결됩니다. 이는 푸시-풀 하프 브리지 전압 변환기, 구형파 발생기, 톱니형 전압 드라이버, 기준 전압 소스 및 두 개의 트랜지스터(1)의 제어 입력에 연결됩니다. 알려진 장치는 펄스 폭 변조기에서 비교를 위해 입력 전압에 비례하는 직사각형 기준 및 톱니형의 가변 전압을 사용하여 효율성을 높이는 기술적 문제를 해결합니다. 그러한 전압을 얻고 이를 비교하는 데는 에너지 소비가 더 적습니다. 또한 기준 전압 소스 전류를 사용하여 푸시풀 하프 브리지 전압 변환기의 트랜지스터를 동시에 제어하는 ​​동시에 패시브 PWM을 사용하면 효율성이 더욱 향상됩니다. 요즘에는 PWM 전원 공급 장치가 널리 사용됩니다. 그러나 소위 하드 스위칭 회로에 속하기 때문에 손실이 너무 높은 것이 특징입니다. 하드 스위칭을 사용하면 스위치가 켜진 트랜지스터 스위치는 전류가 흐르는 순간 꺼지고 스위치가 꺼진 트랜지스터 스위치는 전압이 걸리면 켜지므로 이 스위치를 더 자주 켜고 끌 수 있습니다. , 손실이 더 커집니다. 이 경우 트랜지스터의 스위칭 시간(스위칭 온 또는 오프 기간)은 가능한 짧아야 합니다. 따라서 알려진 장치의 단점은 손실이 크다는 것입니다. 효율성이 낮습니다. 이상적으로 손실을 최소화하려면 트랜지스터 스위치를 통과하는 전류가 0일 때 꺼지고(제로 전류 스위칭) 양단의 전압이 0일 때 켜져야 합니다(제로 전압 스위칭). 현재 고주파 스위칭 전원 공급 장치에 대한 최상의 솔루션은 공진 회로를 사용하는 것입니다. PWM이 있는 전원 공급 장치와 달리 공진 회로는 스위칭 모드를 "부드럽게" 하여 스위칭 손실을 줄이는 데 도움이 됩니다. 결과적으로 공진형 전원 공급 장치는 동일한 작동 주파수에서 더 높은 효율을 제공합니다. 주요 트랜지스터 전압 변환기, 입력 단자와의 입력 연결을 포함하고 공진 회로가 포함된 출력 회로에 하프 브리지 회로 형태로 만들어진 알려진 공진 전원 공급 장치는 병렬로 연결된 직렬 회로로 구성됩니다. 인덕터와 제1커패시터와 제2커패시터로 이루어지며, 제1커패시터와 병렬로 출력트랜스의 1차권선이 턴온되고, 2차권선이 정류기와 필터를 거쳐 출력단자와 연결되며, 주파수제어부는 , 그 출력은 주요 트랜지스터 전압 변환기의 제어 입력에 연결되고, 트랜지스터의 전원 단자는 차단 다이오드(2)에 의해 분류됩니다. 알려진 전원은 필수 기능의 전체 측면에서 제안된 발명에 가장 가까운 유사체입니다. 그러나, 공지된 전원은 또한 주파수 제어 유닛이 직사각형 발진을 생성하고 이에 따라 변환기 트랜지스터의 제어 전류도 직사각형 형태를 갖는다는 사실로 인해 상당한 스위칭 손실을 갖는다. 본 발명의 기술적 목적은 주요 트랜지스터 전압 변환기의 트랜지스터를 스위칭할 때 손실을 줄이고 주파수 제어 장치가 소비하는 전력을 줄이는 것입니다. 본 발명을 이용하여 얻을 수 있는 기술적 결과는 공진전원의 효율을 높이는 것이다. 명시된 기술적 문제는 주요 트랜지스터, 전압 변환기, 출력 단자와의 입력 연결을 포함하고 공진 회로가 있는 출력 회로의 하프 브리지 회로 형태로 만들어진 공진 전원 공급 장치에서 달성됩니다. 인덕터에 병렬로 연결된 직렬 회로와 제1 커패시터 및 제2 커패시터로 구성되며, 제1 커패시터와 병렬로 출력 트랜스포머의 1차 권선이 연결되고, 2차 권선이 출력에 연결되는 구성을 포함한다. 정류기와 필터를 통한 단자, 그리고 출력이 주요 트랜지스터 전압 변환기의 제어 입력에 연결되는 주파수 제어 장치, 트랜지스터의 전원 단자가 차단 다이오드에 의해 분류되어 차단 주파수 제어가 이루어집니다. 두 개의 기본 저항과 다이오드의 형태로 직렬로 연결되고 저항의 공통 지점과 다이오드의 자유 출력 사이에 연결된 추가 커패시터에 해당 기본 전류 생성 체인을 통해 트랜지스터의 제어 입력이 연결됩니다. 주요 트랜지스터 전압 변환기의 해당 제어 입력에 연결하고 저항을 주파수로 변환하는 노드는 4개의 논리 인버터, 세 번째 및 네 번째 커패시터, 추가 트랜지스터 및 세 개의 저항, 논리 인버터에서 파라페이즈 멀티바이브레이터의 형태로 만들어집니다. 각각 쌍으로 직렬 연결되며, 첫 번째는 두 번째, 세 번째는 네 번째와 연결되고, 세 번째 커패시터는 첫 번째 논리 인버터의 출력과 세 번째 논리 인버터의 입력 사이에 연결되고, 네 번째 커패시터는 출력 사이에 연결됩니다. 세 번째 및 첫 번째 논리 인버터의 출력 중 첫 번째 저항은 전압-저항 변환기 장치의 출력과 병렬로 연결되고, 두 번째 및 세 번째 저항을 통해 각각 첫 번째 및 세 번째 논리 인버터의 출력에 연결됩니다. 논리 인버터, 두 번째 및 세 번째 논리 인버터의 출력 네 번째 논리 인버터는 추가 변압기의 1차 권선에 연결되며, 이 중 2개의 2차 권선은 저항-주파수 변환 장치의 출력 및 주파수 출력으로 사용됩니다. 제어 장치의 입력은 출력 핀에 연결된 전압-저항 변환 장치의 입력입니다. 또한, 전압-저항 변환부는 추가적인 트랜지스터로 이루어지며, 그 출력은 전압-저항 변환부의 출력으로 사용되고, 가변저항은 전압-저항 변환부의 입력으로 사용된다. 저항 변환부 및 상기 전압-저항 변환부의 입력과 출력 사이에 연결되는 제4저항과, 상기 가변저항의 조정단자는 상기 추가 트랜지스터의 베이스에 연결된다. 논리 인버터는 2I-NOT 요소를 사용하여 만들 수 있습니다. 전압 변환기의 시작을 보장하기 위해 추가 변압기에는 공진 회로와 직렬로 연결된 주요 트랜지스터 전압 변환기의 출력 회로에 연결된 시작 권선이 장착되어 있습니다. 본 발명은 도면으로 예시된다. 도 1은 공진 전원 공급 장치의 다이어그램을 도시한다. 그림 2의 주요 트랜지스터 전압 변환기의 트랜지스터의 베이스 전류 형태. 3 조정 특성. 공진 전원 공급 장치(그림 1)에는 입력으로 출력 단자 2, 3에 연결되고 트랜지스터 4, 5 및 커패시터 6, 7에 하프 브리지 회로 형태로 만들어진 주요 트랜지스터 전압 변환기 1이 포함되어 있습니다. 공진회로가 포함된 출력회로는 인덕터(8)의 직렬회로와 병렬로 연결된 제1 커패시터(9)와 제2 커패시터(10), 출력 트랜스포머(11), 병렬로 연결된 1차 권선으로 구성된다. 커패시터(9)와 정류기(12) 및 필터(13)를 통한 2차 권선은 부하(14)가 연결된 출력단자에 연결된 키 트랜지스터 전압변환기의 출력에 연결되고, 베이스 전류 생성 체인은 직렬 형태로 이루어진다. - 기본 저항기 15 및 16, 17, 18 및 다이오드 19 및 20에 연결되고 저항기 15, 16 및 17, 18의 공통 지점과 다이오드 19 및 20의 자유 단자 사이에 각각 연결된 추가 커패시터 21 및 22에 차단 다이오드 23 및 24, 트랜지스터 4 및 5의 분로 전원 단자, 전압을 저항 26으로 변환하기 위한 직렬 연결 노드 형태로 만들어진 주파수 제어 장치 25 및 저항을 주파수 27로 변환하기 위한 노드. 저항을 주파수로 변환하는 노드 27 4개의 논리 인버터(28, 29, 30, 31), 제3 커패시터(32), 제4 커패시터(33), 추가 변압기(34) 및 3개의 저항(35, 36, 37)에 파라위상 멀티바이브레이터를 포함하고, 논리 인버터는 쌍으로 직렬로 연결되며, 도 28에서 29, 30에서 31에 있어서, 제3 커패시터(32)는 논리 인버터(28)의 출력과 논리 인버터(30)의 입력 사이에 연결되고, 제4 커패시터(33)는 논리 인버터(30)의 출력과 논리 인버터(30)의 입력 사이에 연결된다. 논리 인버터(28)에 있어서, 제1 저항(35)은 논리 인버터(28)와 논리 인버터(30)의 입력에 각각 연결된 제2 저항(36)과 제3 저항(37)을 통해 전압-저항 변환 노드(26)의 출력과 병렬로 연결된다. 논리 인버터(29)와 논리 인버터(31)의 출력은 추가 변압기(34)의 1차 권선(38)에 연결되고, 그 2차 권선(39, 40)은 저항을 주파수로 변환하는 노드(27)의 출력과 주파수 제어 장치(25)의 출력으로 사용된다. . 논리 인버터(28, 29, 30, 31)는 예를 들어 2I-NOT 요소로 만들어질 수 있습니다. 주파수 제어 유닛(25)의 입력으로서 전압-저항 변환 유닛(26)의 입력이 사용되며, 추가 트랜지스터(41)에 만들어지며, 그 출력은 전압-저항 변환 유닛의 출력으로 사용된다 도 26에 도시된 바와 같이, 전압-저항 변환부(26)의 입력으로 사용되는 가변저항(42)과, 전압-저항 변환부(26)의 입력과 출력과 조정단자 사이에 연결되는 제4저항(43) 가변 저항기(42)는 추가 트랜지스터(41)의 베이스에 연결된다. 주파수 제어 장치(25)의 입력은 부하(14)에 연결된다. 키 트랜지스터 전압 변환기의 시작을 보장하기 위해, 1개의 추가 변압기(34)에는 공진 회로와 직렬로 키 트랜지스터 변환기(1)의 출력 회로에 연결되는 시동 권선(44). 파라위상 멀티바이브레이터는 용량성 필터(47)를 통해 주요 트랜지스터 전압 변환기(1)의 정류기(12) 출력으로부터 전압을 인가함으로써 별도의 전원 및 기준 전압원(요소 45, 46)으로부터 전원을 공급받습니다. 저항기(48), 49, 50, 51은 필요한 작동 모드 트랜지스터 4와 5를 설정합니다. 공진 전원 공급 장치는 다음과 같이 작동합니다. 전원이 켜지면, 추가 변압기(34)의 시동 권선(44)의 포지티브 피드백으로 인해 키 트랜지스터 전압 변환기(1)가 여기되어 저주파 펄스를 생성하기 시작합니다. 출력 변압기(11)의 2차 권선에 전압이 나타나 정류기(12)를 통해 파라페이즈 멀티바이브레이터의 논리 인버터(28.31)의 미세 회로에 전력을 공급합니다. 멀티바이브레이터는 트랜지스터 4와 5의 베이스 전류 생성 체인에서 변압기 34를 통해 입력되는 고주파 펄스를 생성하기 시작합니다. 주파수 제어 장치 25와 베이스 전류 생성 체인을 사용하는 변환기 1의 트랜지스터 4와 5의 베이스 전류 형성 덕분에 (요소 15.22) 트랜지스터 4와 5가 전환될 때 손실이 감소합니다. 순간 t1(그림 2)에서 트랜지스터 4가 켜집니다(0 전압에서 켜짐). 베이스 전류가 급격히 증가하면 트랜지스터를 켤 때의 손실이 줄어듭니다. 트랜지스터는 턴온되고 시간 t 1 t 2 동안 포화된다. 이 경우 베이스 전류는 i b min 값까지 선형적으로 감소합니다. 트랜지스터는 여전히 포화 상태입니다. i b 값을 사용하면 트랜지스터가 꺼질 때 트랜지스터의 흡수 시간 t가 최소화되어 트랜지스터가 꺼질 때 손실이 감소합니다. t 2 t 3 시간 동안 베이스 전류가 음의 값을 가지면 t 레이스의 추가 감소로 인해 트랜지스터가 꺼지는 시간이 발생합니다. 감소시켜 트랜지스터가 꺼질 때 열 손실을 줄입니다. 따라서 특수한 모양의 트랜지스터 4와 5(그림 2)의 베이스 전류 형성으로 인해 변환기 1의 트랜지스터를 켜고 끌 때 손실이 감소합니다. 트랜지스터 4가 켜지면 전류 인덕터(8)에서 점차적으로 증가하기 시작합니다. 이 전류는 변압기 11의 1차 권선 전류와 커패시터 9의 충전 전류의 합과 같습니다. 커패시터 9와 변압기 11의 1차 권선의 전압이 입력 전압과 같을 때 인덕터 8의 전압 강하는 0이 된 후 인덕터 8에 저장된 에너지는 커패시터 9를 충전하기 시작합니다. 회로의 자체 공진 주파수에 의해 설정된 시간 간격 후에 인덕터 8의 전류와 결과적으로 트랜지스터 4의 전류는 0이 됩니다. 그러면 인덕터(8)를 통한 전류의 방향이 바뀌고 커패시터(9)가 방전되기 시작하여 다이오드(23)를 통한 전류 흐름이 유지됩니다. 이 경우, 트랜지스터(4)는 꺼집니다(제로 전류에서 스위칭). 충전 커패시터 10의 공진 반주기는 트랜지스터 4가 꺼진 후 시작되어 트랜지스터 5가 켜지기 전에 끝납니다. 두 트랜지스터가 모두 꺼지면 에너지는 인덕터 8에서 커패시터 10으로 전달됩니다. 커패시터 10이 충전됨에 따라 전압이 켜집니다. 트랜지스터 4는 증가하고 트랜지스터 5는 감소합니다. 트랜지스터(5)의 전압이 0으로 떨어지면 손실 없이 켜지고 다이오드(24)는 인덕터(8)에 남아 있는 에너지가 공진 전원의 입력으로 다시 반환되도록 보장합니다. 다음 반주기는 첫 번째 반주기와 동일하며 트랜지스터 5가 꺼질 때 시작됩니다. 이제 트랜지스터 5의 전압이 증가하고 트랜지스터 4의 전압이 감소하며 0으로 떨어지면 트랜지스터 4가 손실 없이 켜집니다. 다른 공진 전원과 마찬가지로 컨버터(1)의 동작 주파수가 변화하면 출력 전압도 변화하게 되며, 컨버터(1)의 동작 주파수는 공진 주파수보다 높고 변환 동작점은 직선 부분에서 회로의 공진 곡선(그림 3)의 오른쪽 기울기. 출력 전압의 안정화는 부하(14)로부터 주파수 제어 블록(25)으로 음의 피드백 전압을 공급하고 이 블록에서 컨버터(17)의 트랜지스터(4 및 5)에 대한 제어 펄스를 생성함으로써 수행된다. 주파수 제어 블록(25)에서 전압은 주파수 변조는 노드 26을 사용하여 저항으로 변환되고 노드 27을 사용하여 저항을 주파수로 변환합니다. 주파수 변조는 트랜지스터 41에 의해 분류된 저항기 35의 저항을 변경하여 발생합니다. 저항기 35와 커패시터 32, 33 및 저항기 36, 37은 다음의 기능을 수행합니다. 파라페이즈 멀티바이브레이터의 타이밍 요소. 부하 전류의 증가로 인해 출력 전압이 U 0 값에서 U 2로 감소하면 파라 페이즈 멀티 바이브레이터의 주파수는 값 f 1에서 값 f 3 (그림 3)으로 감소하는 반면 출력 전압은 컨버터 1은 U 1 값으로 증가하고 출력 전압의 감소는 보상 소스입니다. 따라서 공진 전원 공급 장치의 출력 전압은 변경되지 않습니다. 마찬가지로 부하 전류를 줄임으로써 출력 전압이 안정화됩니다. 공진(조정) 특성(그림 3)에서 변환의 작동 지점은 f 1, f 2, f 3 선을 따라 이동합니다. 부하의 전류가 클수록 작동 지점이 주파수에 가까워지고 그 반대도 마찬가지입니다. 반대로, 부하의 전류가 낮을수록 작동 지점은 주파수 f 2 에 더 가까워집니다. 부하 지점이 매우 크거나 부하에 단락이 있는 경우 변환 동작 지점은 공진 주파수 fp를 넘어 왼쪽으로 이동하여 전압을 거의 0으로 줄입니다(그림 3의 f4 지점). 이 경우 추가 요소를 사용하지 않고 전원 단락에 대한 보호가 수행됩니다. 주파수 제어 장치, 특히 저항-주파수 변환 장치의 제안된 설계는 매우 경제적입니다. 소비전력이 낮은 것이 특징입니다. 따라서, 본 발명은 공진 전원의 효율을 높이는 것을 가능하게 한다.

주장하다

1. 주요 트랜지스터 전압 변환기를 포함하는 공진 전원 공급 장치로서, 입력은 입력 단자에 연결되고 하프 브리지 회로 형태로 이루어지며, 출력 회로에는 공진 회로가 연결되고, 연결된 직렬 회로로 구성된다 인덕터와 첫 번째 커패시터 및 두 번째 커패시터에 병렬로, 첫 번째 커패시터와 병렬로 커패시터는 출력 변압기의 1차 권선에 연결되고, 2차 권선은 정류기와 필터를 통해 키의 출력에 연결됩니다. 상기 출력 단자에 연결되는 트랜지스터 전압 변환기, 및 상기 키 트랜지스터 전압 변환기의 제어 입력에 출력이 연결되고, 상기 트랜지스터의 전원 단자가 차단 다이오드에 의해 분류되는 주파수 제어 유닛을 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 제어 장치는 직렬 연결된 전압-저항 변환 장치 및 저항-주파수 변환 장치의 형태로 만들어지며 바이폴라 트랜지스터는 주요 트랜지스터 전압 변환기의 트랜지스터로 사용되며 기본 회로는 다음과 같습니다. 직렬 연결된 2개의 베이스 저항과 다이오드의 형태로 만들어진 베이스 전류 생성 체인과 베이스 저항의 공통 지점과 다이오드의 자유 단자 사이에 연결된 추가 커패시터를 갖추고 있으며, 트랜지스터의 제어 입력은 다음을 통해 이루어집니다. 해당 베이스 전류 생성 체인은 주요 트랜지스터 전압 변환기의 해당 제어 입력에 연결되고, 저항-주파수 변환 장치는 4개의 논리 인버터, 세 번째 및 네 번째 커패시터에 대한 파라위상 멀티바이브레이터 형태로 만들어지며, 추가 변압기와 세 개의 저항에 논리 인버터는 각각 쌍으로 직렬로 연결됩니다. 첫 번째는 두 번째와 세 번째는 네 번째와 세 번째 커패시터는 첫 번째 출력과 세 번째 입력 사이에 연결됩니다. 제4 커패시터는 제3 논리 인버터의 출력과 제1 논리 인버터의 입력 사이에 연결되고, 제1 저항은 제2 및 제3 저항을 거쳐 전압-저항 변환부의 출력과 병렬로 연결된다. 각각 첫 번째 및 세 번째 논리 인버터의 입력에 연결되고, 두 번째 및 네 번째 논리 인버터의 출력은 추가 변압기의 1차 권선에 연결되며, 그 중 두 개의 2차 권선은 저항의 출력으로 사용됩니다. - 주파수 변환부 및 주파수 제어 장치의 출력, 출력 단자에 연결된 전압-저항 변환 장치의 입력을 사용하는 입력. 제1항에 있어서, 상기 전압-저항 변환부는, 그 출력을 상기 전압-저항 변환부의 출력으로 사용하는 별도의 트랜지스터, 가변저항으로 이루어진 것을 특징으로 하는 전원. 전압-저항 변환부의 입력으로 사용되고, 네 번째는 전압-저항 변환부의 입력과 출력 사이에 연결되는 저항이며, 가변저항의 조정단자는 베이스에 연결된다. 추가 트랜지스터. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 논리 인버터는 2I-NOT 소자로 구성되는 것을 특징으로 하는 전원 장치. 제13항에 있어서, 추가 변압기에는 공진 회로와 직렬로 키 트랜지스터 전압 변환기의 출력 회로에 연결된 시동 권선이 장착되어 있는 것을 특징으로 하는 전원.

65나노미터는 Zelenograd 공장 Angstrem-T의 다음 목표이며, 비용은 3억~3억 5천만 유로가 소요됩니다. 회사는 이미 Vnesheconombank(VEB)에 생산 기술 현대화를 위한 우대 대출 신청서를 제출했다고 Vedomosti가 이번 주에 공장 이사회 의장인 Leonid Reiman과 관련하여 보고했습니다. 이제 Angstrem-T는 90nm 토폴로지를 갖춘 초소형 회로 생산 라인 출시를 준비하고 있습니다. 구매한 이전 VEB 대출에 대한 지불은 2017년 중반에 시작됩니다.

베이징이 월스트리트를 무너뜨린다

미국 주요 지수는 새해 첫날 기록적인 하락세를 기록했고, 억만장자 조지 소로스(George Soros)는 이미 세계가 2008년 위기의 반복에 직면하고 있다고 경고했습니다.

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Baikal Electronics 회사는 2016년 초에 약 60달러에 달하는 러시아 Baikal-T1 프로세서를 산업 생산에 투입할 것을 약속합니다. 시장 참여자들은 정부가 이러한 수요를 창출하면 해당 장치에 대한 수요가 높아질 것이라고 말합니다.

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설명된 장치는 매우 높은 변환 효율을 제공하고 출력 전압 조절 및 안정화를 허용하며 부하 전력이 변할 때 안정적으로 작동합니다. 이 유형의 변환기는 흥미롭고 널리 보급되지 않은 준공진형이므로 다른 인기 있는 회로의 단점이 거의 없습니다. 이러한 변환기를 만드는 아이디어는 새로운 것이 아니지만 약 1.5V의 포화 전압에서 상당한 펄스 콜렉터 전류를 허용하는 강력한 고전압 트랜지스터의 출현 이후 상대적으로 최근 실제 구현이 가능해졌습니다. 주요 특징 이러한 유형의 전원의 특징이자 주요 장점은 주로 부하 전류에 의해 결정되는 2차 회로 정류기의 손실을 고려하지 않고 97~98%에 도달하는 전압 변환기의 높은 효율입니다.

유사 공진 변환기는 스위칭 트랜지스터가 닫히는 순간에 이를 통해 흐르는 전류가 최대가 되는 기존 펄스 변환기와 다르며, 유사 공진 변환기는 트랜지스터가 닫히는 순간 컬렉터 전류가 다르다는 점에서 다릅니다. 0에 가깝습니다. 또한 닫힐 때 전류 감소는 장치의 반응 요소에 의해 보장됩니다. 변환 주파수가 컬렉터 부하의 공진 주파수에 의해 결정되지 않는다는 점에서 공진과 다릅니다. 덕분에 변환 주파수를 변경하여 출력 전압을 조절하고 이 전압의 안정화를 실현할 수 있습니다. 트랜지스터가 닫힐 때까지 반응 요소는 콜렉터 전류를 최소로 감소시키고 베이스 전류도 최소화되므로 트랜지스터의 닫힘 시간은 열림 시간의 값으로 감소됩니다. 따라서 스위칭 시 발생하는 관통 전류 문제가 완전히 해소됩니다. 그림에서. 그림 4.22는 자체 발진 불안정 전원 공급 장치의 개략도를 보여줍니다.

주요 기술적 특성:

장치의 전체 효율, %................................................ ........................92;

출력 전압 V, 부하 저항 8Ω...... 18;

변환기의 작동 주파수, kHz...........................................20;

최대 출력 전력, W.......................................................... ......55;

작동 주파수 V에 따른 출력 전압 리플의 최대 진폭

장치의 전력 손실의 주요 부분은 2차 회로의 정류기 다이오드 가열에 속하며 변환기 자체의 효율은 트랜지스터용 방열판이 필요하지 않을 정도입니다. 각각의 전력 손실은 0.4W를 초과하지 마십시오. 어떤 매개변수에 따라 트랜지스터를 특별하게 선택할 필요도 없습니다. 출력이 단락되거나 최대 출력 전력을 초과하면 생성이 중단되어 트랜지스터가 과열 및 파손되지 않도록 보호합니다.

커패시터 C1...SZ와 인덕터 LI, L2로 구성된 필터는 컨버터의 고주파 간섭으로부터 공급 네트워크를 보호하도록 설계되었습니다. 자동 발전기는 회로 R4, C6 및 커패시터 C5에 의해 시작됩니다. 발진은 변압기 T1을 통한 포지티브 피드백의 작용으로 인해 발생하며 주파수는 이 변압기의 1차 권선 인덕턴스와 저항 R3의 저항(저항이 증가함에 따라 주파수도 증가함)에 의해 결정됩니다.

초크 LI, L2 및 변압기 T1은 2000NM 페라이트로 제작된 동일한 링 자기 코어 K12x8x3에 감겨 있습니다. 인덕터 권선은 PELSHO-0.25 와이어를 사용하여 "2개의 와이어"로 동시에 수행됩니다. 권선 수 - 20. TI 변압기의 권선 I에는 200권의 PEV-2-0.1 와이어가 포함되어 있으며 전체 링 주위에 고르게 대량으로 감겨 있습니다. 권선 II 및 III은 "두 개의 와이어"로 감겨 있습니다. - PELSHO-0.25 와이어 4회; 권선 IV는 동일한 와이어의 회전입니다. T2 변압기의 경우 3000NN 페라이트로 제작된 K28x16x9 링 자기 코어가 사용되었습니다. 권선 I에는 PELI10-0.25 와이어 130회전이 포함되어 있으며, 차례대로 눕혀져 있습니다. 권선 II 및 III - 각각 PELSHO-0.56 와이어 25회; 권선 - "두 개의 전선으로", 링 주위에 고르게.

초크 L3에는 2000NM 페라이트로 제작된 두 개의 접힌 링 자기 코어 K12x8x3에 감긴 PELI10-0.25 와이어 20회전이 포함되어 있습니다. 다이오드 VD7, VD8은 방열 면적이 각각 2cm2 이상인 방열판에 설치해야 합니다.

설명된 장치는 다양한 전압 값에 대해 아날로그 안정기와 함께 사용하도록 설계되었으므로 장치 출력에서 ​​깊은 리플 억제가 필요하지 않습니다. 예를 들어 다음과 같은 기본 기술 특성을 가진 이 변환기의 다른 버전과 같은 경우에 일반적인 LC 필터를 사용하여 리플을 필요한 수준으로 줄일 수 있습니다.

정격 출력 전압, V.......................................................... ...... 5,

최대 출력 전류, A................................................. ...... ....... 2;

최대 맥동 진폭, mV...........................................................50 ;

부하 전류가 변할 때 출력 전압, mV의 변화는 더 이상 없습니다.

0.5 ~ 2 A 및 주전원 전압 190 ~ 250 V...........................150;

최대 변환 주파수, kHz................................................. 20.

준공진형 컨버터를 기반으로 한 안정화 전원 공급 장치의 회로가 그림 1에 나와 있습니다. 4.23.

출력 전압은 컨버터 작동 주파수의 해당 변화에 의해 안정화됩니다. 이전 블록에서와 마찬가지로 강력한 트랜지스터 VT1 및 VT2에는 방열판이 필요하지 않습니다. 이러한 트랜지스터의 대칭 제어는 DDI 칩에 조립된 별도의 마스터 펄스 생성기를 사용하여 구현됩니다. 트리거 DD1.1은 발전기 자체에서 작동합니다.

펄스는 회로 R7, C12에 의해 지정된 일정한 지속 시간을 갖습니다. 주기는 광커플러 U1을 포함하는 OS 회로에 의해 변경되므로 장치 출력의 전압이 일정하게 유지됩니다. 최소 기간은 회로 R8, C13에 의해 설정됩니다. 트리거 DDI.2는 이러한 펄스의 반복 주파수를 2로 나누고 구형파 전압은 직접 출력에서 ​​트랜지스터 전류 증폭기 VT4, VT5로 공급됩니다. 다음으로 전류 증폭된 제어 펄스는 회로 R2, C7에 의해 차별화된 다음 이미 약 1μs의 지속 시간으로 단축되어 변압기 T1을 통해 변환기의 트랜지스터 VT1, VT2의 기본 회로로 들어갑니다. 이러한 짧은 펄스는 트랜지스터를 전환하는 데만 사용됩니다. 즉, 트랜지스터 중 하나를 닫고 다른 하나를 여는 것입니다.

또한 여기 발생기의 주 전력은 강력한 트랜지스터를 스위칭할 때만 소비되므로 제너 다이오드 VD5의 전류를 고려하면 여기에서 소비되는 평균 전류는 작고 3mA를 초과하지 않습니다. 이를 통해 냉각 저항 R1을 통해 기본 네트워크에서 직접 전원을 공급받을 수 있습니다. 트랜지스터 VT3은 보상 안정기에서와 같이 제어 신호 전압 증폭기입니다. 블록 출력 전압의 안정화 계수는 이 트랜지스터의 정적 전류 전달 계수에 정비례합니다.

트랜지스터 옵토커플러 U1을 사용하면 네트워크에서 2차 회로의 안정적인 갈바닉 절연과 마스터 오실레이터의 제어 입력에서 높은 잡음 내성이 보장됩니다. 트랜지스터 VT1, VT2의 다음 스위칭 후 커패시터 SY가 재충전되기 시작하고 트랜지스터 VT3 베이스의 전압이 증가하기 시작하고 컬렉터 전류도 증가합니다. 그 결과, 광커플러 트랜지스터가 개방되어 마스터 발진기 커패시터 C13을 방전 상태로 유지합니다. 정류기 다이오드 VD8, VD9가 닫힌 후 커패시터 SY가 부하로 방전되기 시작하고 커패시터 양단의 전압이 떨어집니다. 트랜지스터 VT3이 닫히고 그 결과 커패시터 C13이 저항 R8을 통해 충전을 시작합니다. 커패시터가 트리거 DD1.1의 스위칭 전압으로 충전되자마자 직접 출력에서 ​​높은 전압 레벨이 설정됩니다. 이 순간 트랜지스터 VT1, VT2의 다음 스위칭과 열린 광커플러 트랜지스터를 통한 SI 커패시터 방전이 발생합니다.

커패시터 SY를 재충전하는 다음 프로세스가 시작되고 3...4μs 후 트리거 DD1.1은 회로 R7, C12의 작은 시상수로 인해 다시 0 상태로 돌아가고 그 후 전체 제어 사이클은 다음과 같습니다. 트랜지스터 중 어느 것이 VT1인지 VT2인지에 관계없이 반복됩니다. 현재 반기 동안 열려 있습니다. 소스가 켜지면 초기 순간에 커패시터 SY가 완전히 방전되고 옵토커플러 LED를 통해 전류가 흐르지 않으며 생성 주파수는 최대이며 주로 회로 R8, C13의 시정수에 의해 결정됩니다( 회로 R7, C12의 시상수는 몇 배 더 작습니다. 다이어그램에 표시된 이러한 요소의 등급을 사용하면 이 주파수는 약 40kHz가 되며 DDI.2 트리거로 나눈 후에는 20kHz가 됩니다. 커패시터 SY를 작동 전압으로 충전한 후 VD10, VT3, U1 요소의 OS 안정화 루프가 작동하고 그 후 변환 주파수는 이미 입력 전압 및 부하 전류에 따라 달라집니다. 커패시터 SY의 전압 변동은 필터 L4, C9에 의해 완화됩니다. 초크 LI, L2 및 L3은 이전 블록과 동일합니다.

변압기 T1은 2000NM 페라이트로 함께 접힌 두 개의 링 자기 코어 K12x8x3으로 만들어졌습니다. 1차 권선은 전체 링에 균일하게 대량으로 감겨 있으며 320회 감은 PEV-2-0.08 와이어를 포함합니다. 권선 II 및 III에는 각각 PEL1110-0.15 와이어 40회가 포함되어 있습니다. 그들은 "두 개의 와이어"로 감겨 있습니다. 권선 IV는 PELSHO-0.25 와이어의 8회전으로 구성됩니다. Transformer T2는 3000NN 페라이트로 만들어진 링 자기 코어 K28x16x9로 만들어졌습니다. 권선 I - PELSHO-0.15 와이어 120 턴, II 및 III - PEL1110-0.56 와이어 6 턴, "2 와이어"로 감겨 있습니다. PELSHO 와이어 대신 적절한 직경의 PEV-2 와이어를 사용할 수 있지만 이 경우 권선 사이에 광택 처리된 천을 2~3겹 깔아야 합니다.

초크 L4에는 100NNH1 페라이트로 만들어진 링 자기 코어 K12x6x4.5에 감긴 PEV-2-0.56 와이어 25회전이 포함되어 있습니다. 최소 3A의 포화 전류와 20kHz의 작동 주파수에 대해 인덕턴스가 30~60μH인 기성 인덕터도 적합합니다. 모든 고정 저항은 MJIT입니다. 저항 R4 - 모든 유형의 조정됨. 커패시터 C1...C4, C8 - K73-17, C5, C6, C9, SY - K50-24, 나머지 - KM-6. KS212K 제너 다이오드는 KS212Zh 또는 KS512A로 교체할 수 있습니다. 다이오드 VD8, VD9는 소산 면적이 각각 20cm2 이상인 라디에이터에 설치해야 합니다. KD213A 다이오드 대신 쇼트키 다이오드(예: KD2997 시리즈)를 사용하면 두 블록의 효율을 높일 수 있습니다. 이 경우 다이오드용 방열판은 필요하지 않습니다.

회로에 에너지를 공급하는 추가적인 장치를 이용하여 2차 전력을 구현하는 원리는 대부분의 가전제품에서 꽤 오랫동안 사용되어 왔다. 이러한 장치는 전원 공급 장치입니다. 전압을 필요한 수준으로 변환하는 역할을 합니다. PSU는 내장형이거나 별도의 요소일 수 있습니다. 전기를 변환하는 데에는 두 가지 원칙이 있습니다. 첫 번째는 아날로그 변압기의 사용을 기반으로 하고 두 번째는 스위칭 전원 공급 장치의 사용을 기반으로 합니다. 이러한 원칙의 차이는 상당히 크지만 불행히도 모든 사람이 이를 이해하는 것은 아닙니다. 이 기사에서는 스위칭 전원 공급 장치의 작동 방식과 아날로그 전원 공급 장치와 어떻게 다른지 알아 보겠습니다. 시작하자. 가다!

변압기 전원 공급 장치가 처음으로 등장했습니다. 작동 원리는 220V 네트워크에 연결된 전력 변압기를 사용하여 전압 구조를 변경하는 것입니다. 거기에서 정현파 고조파의 진폭이 감소되어 정류기 장치로 더 보내집니다. 그런 다음 허용 전력에 따라 선택되는 병렬 연결된 커패시터에 의해 전압이 평활화됩니다. 트리밍 저항의 위치를 ​​변경하면 출력 단자의 전압 조정이 보장됩니다.

이제 펄스 전원 공급 장치로 넘어 갑시다. 조금 후에 등장했지만 다음과 같은 여러 가지 긍정적인 기능으로 인해 즉시 상당한 인기를 얻었습니다.

• 포장 가용성;
• 신뢰할 수 있음;
• 출력 전압의 작동 범위를 확장할 수 있습니다.

펄스 전원 공급 원리를 적용한 모든 장치는 사실상 서로 다르지 않습니다.

펄스 전원 공급 장치의 요소는 다음과 같습니다.

• 선형 전원 공급 장치;
• 대기 전원 공급 장치;
• 생성기(ZPI, 제어);
• 키 트랜지스터;
• 광커플러;
• 제어 회로.

특정 매개변수 세트가 있는 전원 공급 장치를 선택하려면 ChipHunt 웹사이트를 사용하세요.

마지막으로 스위칭 전원 공급 장치가 어떻게 작동하는지 알아 보겠습니다. 이는 인버터 회로 요소 간의 상호 작용 원리를 사용하며 이로 인해 안정화된 전압이 달성됩니다.

먼저 정류기는 220V의 정상 전압을 수신한 다음 용량성 필터 커패시터를 사용하여 진폭을 평활화합니다. 그 후, 통과하는 정현파는 출력 다이오드 브리지에 의해 정류됩니다. 그런 다음 정현파는 고주파 펄스로 변환됩니다. 변환은 출력 회로에서 전원 공급 장치 네트워크를 갈바닉 분리하거나 이러한 절연 없이 수행할 수 있습니다.

전원 공급 장치가 갈바닉 절연된 경우 고주파 신호는 갈바닉 절연을 수행하는 변압기로 전송됩니다. 변압기의 효율을 높이기 위해 주파수를 높입니다.

펄스 전원 공급 장치의 작동은 세 가지 체인의 상호 작용을 기반으로 합니다.

• PWM 컨트롤러(펄스 폭 변조 변환 제어)
• 일련의 전원 스위치(브리지, 하프 브리지, 중간점의 세 가지 회로 중 하나에 따라 스위치가 켜지는 트랜지스터로 구성됨)
• 펄스 변압기(자기 코어 주위에 장착된 1차 및 2차 권선이 있음)

전원 공급 장치에 디커플링이 없으면 고주파 절연 변압기가 사용되지 않고 신호가 저역 통과 필터에 직접 공급됩니다.

스위칭 전원 공급 장치를 아날로그 전원 공급 장치와 비교하면 전자의 확실한 장점을 확인할 수 있습니다. UPS는 무게가 가벼우면서도 효율성은 훨씬 높습니다. 더 넓은 공급 전압 범위와 내장된 보호 기능을 갖추고 있습니다. 이러한 전원 공급 장치의 비용은 일반적으로 저렴합니다.

단점은 고주파 간섭 및 전력 제한(높은 부하 및 낮은 부하 모두에서)이 있다는 것입니다.

일반 백열등을 사용하여 UPS를 확인할 수 있습니다. 1차 권선은 직류를 통과시키도록 설계되지 않았으므로 어떤 상황에서도 통과를 허용해서는 안 되므로 램프를 원격 트랜지스터의 틈새에 연결해서는 안 됩니다.

램프가 켜지면 전원 공급 장치가 정상적으로 작동하는 것이고, 켜지지 않으면 전원 공급 장치가 작동하지 않는 것입니다. 짧은 깜박임은 UPS가 시동 직후 잠겨 있음을 나타냅니다. 매우 밝은 빛은 출력 전압이 안정화되지 않았음을 나타냅니다.

이제 스위칭 및 기존 아날로그 전원 공급 장치의 작동 원리가 무엇을 기반으로 하는지 알게 될 것입니다. 각각은 이해해야 할 고유한 구조 및 작동 기능을 가지고 있습니다. 일반 백열등을 사용하여 UPS의 성능을 확인할 수도 있습니다. 이 기사가 도움이 되었는지 댓글로 작성하고 논의된 주제에 대해 궁금한 점이 있으면 질문하세요.